3kW光伏并网逆变器硬件设计

１ 引 言在世界电能需求不断增长的今天，光伏发电技术日益受到重视。光伏发电系统主要有独立运行模式和并网发电模式两种。 后者与前者相比， 省掉了体积大， 价格高， 不易维护的蓄电池， 具有造价低， 输出电能稳定的优点， 因而市场前景更为广阔。 作为并网发电系统中的重要环节，光伏并网逆变器实现了光伏阵列最大功率点跟踪，并通过控制算法将电能送入电网，使逆变器向电网传送的功率与光伏阵列所发出的最大功率相平衡。逆变器的控制需要性能良好的硬件来支撑， 为此提出了一种 ３ ｋＷ 单相光伏并网逆变器的硬件设计方案， 采用该方案的并网逆变器具有工作稳定， 频率高， 体积小， 谐波含量小等特点， 从而为中小功率并网逆变器的设计提供了一种参考方案。２ 太阳能并网逆变器系统组成图 １ 所示的 ３ ｋＷ 单相光伏并网逆变器系统由功率主电路、 控制器、 驱动电路、 检测电路等组成。 其中， 功率主电路采用 ＤＣ／ＤＣ ， ＤＣ／ＡＣ 两级结构； 控制环节以 ＤＳＰ 为控制核心， 一方面控制 ＤＣ／ＤＣ 环节，以实现光伏电池的最大功率点跟踪， 另一方面控制 ＤＣ／ＡＣ 环节， 以使直流母线电压稳定， 并将电能转化为 ２２０ Ｖ／５０ Ｈｚ 正弦交流电。 系统保证并网逆变器输出的正弦电流与电网的相电压同频同相。逆变器并网时，要求其输出电流与电网电压同频同相。忽略电网侧滤波电感 Ｌ ２ 和线路的等效电阻， 逆变器输出侧电压矢量图如图 ２ 所示。Ｕ ｓ１ 为输出电压的基波分量Ｉ Ｎ １ 为输出电流的基波分量； Ｕ Ｎ 为电网电压矢量图 ２ 逆变器并网矢量图３ 主电路参数设计该并网逆变器的输入电压范围为 １２５￣６００ Ｖ ，最大输入电流为 １５ Ａ ，额定功率为 ３ ｋＷ 。主电路ＤＣ／ＤＣ 部分选用的开关频率为 ２０ ｋＨｚ ， ＤＣ／ＡＣ 部分选用的开关频率为 １６ ｋＨｚ 。以下分别讨论开关管的选型， 直流母线支撑电容 Ｃ 、 电网侧滤波电感 Ｌ ２ 和升压电感 Ｌ １ 的设计方法。３．１ 开关管选择光伏阵列的输入电压范围为 １２５￣６００ Ｖ 。系统３ ｋＷ 光伏并网逆变器硬件设计ＤＣ／ＤＣ 部分采用 Ｂｏｏｓｔ 电路； ＤＣ／ＡＣ 部分采用单相全桥逆变电路。 Ｂｏｏｓｔ 电路的开关管选用带反并联二极管的 ＭＯＳＦＥＴ 管， 且双管并联， 同步驱动， 可以自动实现均流。在太阳能电池板反接情况下， 反并联二极管可以提供通路， 不至于损坏开关管。 ＭＯＳＦＥＴ 选用ＩＸＦＨ３０Ｎ６０Ｐ ， 其耐压为 ６００ Ｖ ， 额定电流为 ３０ Ａ ， 导通电阻为 ０．１６ Ω ，反向恢复时间 ｔ ｒｒ ≤ ２５０ ｎｓ 。选择ＴＯ－ ２４７ 封装的 ＡＰＴ４０ＧＰ９０Ｂ２Ｄ１ 型 ＩＧＢＴ 作为单相全桥的开关管， 其耐压为 ９００ Ｖ ， 额定电流为 ５０ Ａ 。３．２ 直流母线支撑电容设计在稳态时， 馈入电网的交流电为 １００ Ｈｚ 的脉动正弦波， 即在正半周输出一次功率， 负半周又输出一次功率。为了将光伏阵列发出的平稳的直流功率变换为并网发电所需要的交流波动功率，两者之间需要一个大容量电容或电感， 作为储能装置。 设计中采用电容作为中间储能装置。电容计算方法 ［１］ 为：“ ｕ Ｃ ＝ １Ｃ “ “ ＰＵｌｉｎｋｄｔ＝ ＵＩ２ ! Ｕｌｉｎｋ Ｃ ｓｉｎ （ ２ ! ｔ ）Ｃ＝ Ｐ ａｖ! Ｕｌｉｎｋ “ ｕ Ｃ#%$%&（ １ ）式中： “ ｕ Ｃ 为直流支撑电容波动电压值； “ Ｐ 为功率波动值； Ｐ ａｖ为输出平均功率； ! 为角频率，表示电容上电压的波动； Ｕ ｌｉｎｋ为直流母线电压。设计电压在 ± １０％ 内波动， 计算可得 Ｃ ≥ １ ２００ μ Ｆ 。在实际设计过程中， 选择三组电容并联， 每组由两个１ ０００ μ Ｆ／３００ Ｖ 的电解电容串联， 总容量为 １ ２００ μ Ｆ 。３．３ 电网侧滤波电感 Ｌ ２ 设计滤波电感值可直接影响纹波电流 “ ｉ 的大小。 根据电流纹波要求， 设 Ｌ ２ 端电压为 ｕ Ｌ ２ （ ｔ ） ， 当输出电压接近峰值， 即 ｕ Ｌ ２ 等于电网电压峰值 Ｕ Ｎ ｍ ａｘ 时， 输出电流纹波最大， 有：Ｌ ２ ＝ Ｕ Ｎ ｍ ａｘ Ｔ （ Ｕ ｄ － Ｕ Ｎ ｍ ａｘ ）“ ｉＵｄ（ ２ ）式中： Ｔ 为开关管的开关周期； Ｄ 为占空比。设电流纹波系数为 ｒ ｉ ，要保证实际电流纹波“ ｉ ≤ ｒ ｉ Ｉ Ｎ ｍ ａｘ ， 则滤波电感应满足：Ｌ ２ ≥ Ｕ Ｎ ｍ ａｘ Ｔ （ Ｕ ｄ － Ｕ Ｎ ｍ ａｘ ）ｒｉ Ｉ Ｎ ｍ ａｘ Ｕ ｄ（ ３ ）根据并网矢量关系， 则关系式为：ｕ Ｎ ２ ＋ （ ! Ｌ ２ ｉ Ｎ ） ２ ＝ｕ ｓ ２ （ ４ ）设 “ 为调制比， 且 “ ≤ １ ， 即有：ｕ ｓ ＝ “ Ｕ ｄ （ ５ ）由式（ ４ ） 、 式（ ５ ） 可得：Ｌ ２ ≤ Ｕ ｄ ２ － ｕ Ｎ ２( ／ （ ! ｉ Ｎ ） （ ６ ）综合式（ ３ ） 和式（ ６ ） 可得滤波电感取值范围为：Ｕ Ｎ ｍ ａｘ Ｔ （ Ｕ ｄ － Ｕ Ｎ ｍ ａｘ ）ｒ ｉ Ｉ Ｎ ｍ ａｘ Ｕ ｄ ≤ Ｌ ２ ≤Ｕ ｄ２ － ｕＮ２(! ｉ Ｎ（ ７ ）文中设计 Ｕ Ｎ ｍ ａｘ ＝３１１ Ｖ ， Ｉ Ｎ ｍ ａｘ ＝２２ Ａ ，开关频率 ｆ ｓ ＝１６ ｋＨｚ ， Ｔ＝６２．５ #ｓ ， 设 ｒ ｉ ＝０．１５ ， 计算得 １．３ ｍＨ ≤ Ｌ ２ ≤７１ ｍＨ ， 在实际设计过程中， 由于电感的体积、 成本等因素的影响， 一般只需考虑 Ｌ ２ 值稍大于下限值即可， 最终选取 Ｌ ２ ＝１．５ ｍＨ 。３．４ 升压电感 Ｌ １ 设计对变换器而言， 当电源电压下降时， 为了使输出电压稳定， 控制线路总是尽量增大占空比 Ｄ ， 使电压增益变大以维持输出电压恒定。但在考虑变换器的寄生电阻时， 则 Ｄ 值有一个限定， 当 Ｄ 超过该值时，输出电压不仅不增加， 反而会减小， 在实际应用中升压变换器的最大占空比 Ｄ ｍ ａｘ 都在 ０．８８ 以内。 同时， Ｌ １的选择还要满足纹波的要求， 计算公式为：Ｄ ｍ ａｘ ＝ Ｕ ｌｉｎｋ － Ｕ ｐｖＵｌｉｎｋ≤ ０．８８Ｌ １ ＝ Ｕ ｐｖ Ｄ ｍ ａｘｆ “ ｉ#%)%&（ ８ ）式中： Ｕ ｐｖ 为光伏阵列输出电压； ｆ 为开关频率。根据输入电压范围 １２５￣６００ Ｖ ， ｆ＝２０ ｋＨｚ ，计算得 Ｌ １ ≥ １．５ ｍＨ ， 实际设计中取 Ｌ １ ＝１．５ ｍＨ 。４ 控制电路设计光伏并网控制主要涉及功率点控制和输出波形控制两个闭环控制环节 ［２］ 。根据光伏阵列的输出特性， 一般采取最大功率点跟踪（ ＭＰＰＴ ） 技术， 以实时调整光伏电池的工作点，使之始终工作在最大功率点附近。 这里， 输出波形控制方式采用了单周数字控制算法 ［３］ 。控制电路框图如图 ３ 所示。图 ３ 控制电路框图为了保证逆变器正常工作， 需要设计诸如输入侧的接地、 漏电流检测、 开关管过流等保护电路。４．１ 控制核心芯片选择控制电路板将 ＤＳＰ 强大的运算能力与 ＣＰＬＤ的逻辑运算功能相结合， 综合使用 ＤＳＰ 和 ＣＰＬＤ 作为控制核心， 开发了丰富灵活的外围电路。 ＤＳＰ 芯片采用了哈佛结构的 ＤＳＰ５６Ｆ８０３ ［４］ ， ＣＰＬＤ 采用型号为ＸＣ９５１４４ＸＬ 的高性能低电压可编程逻辑器件。ＤＳＰ５６Ｆ８０３ 的地址线 Ａ６ 模式设置为通用输入输出口， 作为 ＸＣ９５１４４ＸＬ 的复位控制。当开关管短路或电路过压时， ＣＰＬＤ 自动封锁 ６ 路 ＰＷＭ 输出信号， 同时触发 ＤＳＰ 外中断， 直到 ＤＳＰ 发出解锁命令时将驱动芯片 ＩＲ２１１３ 的 ＳＤ 端口电平拉低， 允许输出驱动信号， 实现了可靠保护； ＣＰＬＤ 通过低位数据线 Ｄ０－ Ｄ７ 、低位地址线 Ａ０－ Ａ３ 和数据选择信号， 扩展了 ＤＳＰ 数据总线。ｇ ，（ 上接第 ２９ 页 ）