一种新型吸收电路在光伏逆变器中的应用(20180816162834)

一种新型吸收电路在光伏逆变器中的应用王鹏程 ， 刘 强（ 广州市电力工程设计院有限公司 ， 广东 广州 510220）收稿日期 ： 2010- 12- 07； 修回日期 ： 2011- 07- 10电 力 自 动 化 设 备Electric PowerAutomation EquipmentVol ．31 No.10Oct.2011第 31 卷第 10 期2011 年 10 月摘要 ： 在分析了光伏逆变器对吸收电路需求的基础上 ， 结合传统 IGBT 逆变器吸收电路的特点和工作原理 ， 提出了一种新型吸收电路 。 新型吸收电路通过在放电回路中使用电感元件 ， 能够在不降低过电压吸收效果的前提下 ， 极大缩短吸收电容放电时间 。 另外 ， 新型吸收电路没有使用明显的耗能元件 ， 所以功耗更低 ， 效率更高 ，满足了光伏逆变器高频化 、 电压等级和功率等级不断提升的需求 。 通过理论分析 、 电路仿真和实验 ， 证明了该新型吸收电路的有效性和适用性 。关键词 ： 逆变器 ； IGBT ； 光伏逆变器 ； 吸收电路 ； 电路拓扑 ； 仿真中图分类号 ： TM 464 文献标识码 ： A 文章编号 ： 1006 － 6047（ 2011） 10 － 0112 － 050 引言作 为 光 伏 发 电 系 统 重 要 组 成 部 分 的 光 伏 逆 变器 ， 其 功 率 开 关 器 件 一 般 采 用 IGBT。 相 比 于 传 统IGBT 逆变器 ， 光伏逆变器的开关频率更高 ， 一般为几 千 至 几 万 赫 兹 ， 这 样 逆 变 器 的 噪 音 和 体 积 会 更小 ， 重量会更轻 ， 输出电压波形会更加正弦化 。 随着开关频率的不断增加 ， 对 IGBT 的保护显得尤为 重要 ， 吸收电路的作用更加明显 。 在设计吸收电路时 ， 为了更好地吸收过电压 ， 总希望增大吸收电容的数值 ，这使得吸收电路放电时间也相应地增加 ， 不能在 有限 的 时 间 里 将 过 冲 能 量 释 放 ， 影 响 电 路 的 正 常 工作 。 现提出一种新型吸收电路 ， 该电路不仅能很好地保护 IGBT， 确保光伏逆变器的正常工作 ， 还能提高光伏逆变器的工作效率 ， 更好地适应光伏逆变器高频化的趋势 ［ 1］ 。1 传统 IGBT 逆变器吸收电路的特点和类型与 GTR 吸收电路相比 ， IGBT 吸收电路有如下特点 ： IGBT 的安全工作区范围较大 ， 吸收电路不需要保护抑制二次击穿超限 ， 只需控制瞬态电压 ； 由于IGBT 工作频率比 GTR 高很多 ， 而在每次开关过程中吸收电路都要通过 IGBT 或自身放电 ， 使得总的开关损耗较大 。传统 IGBT 逆变器一般采用的吸收电路有 3 种 ，如图 1 所示 。 这 3 种吸收电路的共同特点是均能限制 IGBT 关断时所承受的浪涌电压 ， 且 吸 收 电 容 Cs的电压等于电源电压 。 在下次关断前 ， 电容上过冲能量一部分回馈电源 ， 另一部分消耗在电阻上 。C 型吸收电路适用于小功率等级的 IGBT， 对瞬变电压非常有效且成本较低 。 但这种吸收电路随着功率等级的增大 ， 会与直流母线寄生电感产生振荡 。RCD 型吸收电路则可以避免这种情况 ， 由于快恢复二极管可以箝位瞬变电压 ， 从而抑制谐振产生 。 在功率等级进一步增大时 ， 此种吸收电路的回路寄生电感会变得很大 ， 不能有效控制瞬变电压 。 因此在大功率场合可用放电阻止型吸收电路 ， 该吸收电路既可有效抑制振荡 ， 又具有回路寄生电感较小的优点 ［ 2- 3］ 。2 传统 IGBT 逆变器吸收电路在光伏逆变器中应用的局限性传 统 IGBT 逆 变 器 吸收电路中吸收电容 Cs 上过冲能量的放电过程可等效为 一 个 RC 电 路 的 零 输 入响应过程 。 其等效电路如图 2 所示 。图中 ， Δ UCs 是 Cs 上吸收的过电压能量 ， 由电路知识可知 ， Δ UCs 会按指数规律衰减 ， 其衰减的快慢取决于 RC 电路的时间常数 τ （ τ = RC）。 工程上一般认为经过 3τ ~5τ ， Δ UCs 衰减为接近零值 。 因此 ， τ一般取一个工作周期的 1／ 5～ 1 ／ 3 即可保证吸收电路放电完毕 。 在设计吸收电路时 ， 为了获得更好的过电压吸收抑制效果 ， Cs 的取值应尽量大 。 同时 ， 放电电阻 Rs 的取值越小 ， 放电过程中 RC 放电回 路 的放电电 流 会 相 应 增 加 ， 造成吸收电路的电流振荡 ， 使 得IGBT 导通时集电 极 电 流 峰值相应增加 ， 导致 IGBT导通不稳定 。 因此 ， Rs 的取值也应尽量大 ［ 4］ 。图 1 传统 IGBT 逆变器吸收电路拓扑结构Fig ．1 Topology of traditional snubber circuitCsCsRsCsRs（ a） C 型 （ b） RCD 型 （ c） 放电阻止型VDsV DsCs RsΔ UCsI+-图 2 等效 RC 电路的零输入响应Fig ．2 Zero input responseof equivalent RC circuit当传统 IGBT 逆变器吸收电路应用在光伏逆变器中时 ， 一方面光伏逆变器的工作频率一般都比较高 ， 工作频率越高就意味着开关管连续 2 次关断过程间隔时间越短 ， 留给吸收电路泄放过冲能量的时间也就越短 ； 另一方面在设计吸收电路时 ， 出于对过电压吸收抑制效果和工作稳定性的考虑 ， Cs 和 Rs 的取值都应尽量大 。 吸收电路放电时 ， Cs 上的过冲能量需要在开关管下一次关断动作前全部泄放完毕 ， 而放电时间是由时间常数 τ 来决定的 ， τ 越大 ， 放电所需时间就越长 。 这两方面的因素就导致吸收电路的吸收效果和工作稳定性与放电时间相互矛盾 ， 光伏逆变器的工作频率越高 ， 这个矛盾就越明显乃至不可调和 。 另外 ， 在传统 IGBT 吸收电路中 ， 由于放电回路采用耗能元件电阻 ， 放电过程中将有很大一部分过冲能量被消耗 ， 使电阻发热 。 光伏逆变器功率等级较低时 ， 这部分能量消耗还不明显 ， 对整个光伏发电系统的效率影响也不大 ， 但随着光伏逆变器功率等级和电压等级的提升 ， 这部分消耗将会越来越明显 ，对整个光伏发电系统效率的影响也越来越大 。总之 ， 传统 IGBT 吸收电路不能满足光伏逆变器高频化 、 功率等级和电压等级不断提升的需求 ， 具有局限性 ［ 5］ 。3 新型吸收电路及其在光伏逆变器中的应用3.1 新型吸收电路的提出在分析传统 IGBT 逆变器吸收电路工作原理的基础上 ， 结合逆变器无损吸收电路的设计原则和常用方法 ， 提出了一种新型吸收电路 ， 其单相等效电路图如图 3 所示 。新型吸收电路的提出主要基于 3 点 。a. IGBT 作为一种多用于开关频率在 5~20 kHz、功率等级较大场合的功率器件 ， 可以不考虑开通吸收电路而只考虑关断过电压以及二极管反向恢复过电压的吸收电路 。b. 吸收电容 Cs 的放置 。 采用与传统放电阻止型吸收电路类似的电容布置 ， 电路结构对称 。 目前工业上已有专为 IGBT 逆变器生产的吸收电容模块 ， 甚至已有放电阻止型吸收电路集成模块 。 因此 ， 从工程应用方面考虑 ， 采用该布置方式更能适应模块化的发展趋势 ， 也更容易大规模地应用到实际电路中 。c. 吸收电容能量的转移和回馈 。 借鉴传统放电阻止型吸收电路放电回路的设计 ， 考虑用电感元件Ls 代替放电电阻 Rs， 并用一个箝位二极管 VDs2 与 L s串联 ， 避免振荡 ［ 6-8］ 。3.2 新型吸收电路工作原理分析下面对新型吸收电路的工作过程进行分析 ， 分析过程中做如下假定 ：a. 所有元件具有理想特性 ；b. 直流电源电压恒定 ；c. 负载为较强感性负载 ；d. 考虑到实际应用中一般都会设有死区时间 ，分析中按有死区考虑 。分析过程中使用的符号说明如下 ： I o 为负载电流 （ A）； I load 为负载等效电流源 ； V D1、 VD2 分别为开关管 V T1、 VT2 的 反 并 联 二 极 管 ； Uce1、 I c1 分 别 为 开 关 管VT1 两端电压 、 流经 VT1 的电流 。根据开关管 V T1、 VT2 的门极触发信号 ， 可以将一个开关周期 T 分成图 4 中几个时间段进行分析 ， 图5 为新型吸收电路在各个时间段的等效电路 。时间段 0~t1： 门极触发信号 Ug1 已使开关管 VT1处在稳态导通状态 ， 开关管 VT2 关断 ， VT1 两端电压Uce1 为零 ， VT1 的电流 Ic1 等于负载电流 I o， Ucs1 等于直流侧电压 Ud， V Ds1 和 V Ds2 截止 。时间段 t1~t2： 开关管 VT1 关断 ， 电流 Ic1 拖尾下降 ，负载电流由 Cs1、 VDs1 回路和开关管 VT2 的反并联二极管 V D2 续流 。 由于开关管 VT1 关断而引起的过电压Ug2Ug1OOt 1 t2 t3 t4 t5 tt图 4 开关管 VT1、 VT2 门极触发信号示意图Fig ．4 Trigger signals of VT1 and VT2图 5 新型吸收电路等效电路图Fig ．5 Equivalent circuits of new snubber circuitUdV Ds4VT1V Ds3Cs2Ls2 Iload（ d） t4~t5UdV Ds1VDs2 V D2Cs1L s1 Iload（ a） t 1~t2UdV Ds1V Ds2VT2Cs1Ls1 Iload（ b） t2~t3Ug1UdVDs4V D1V Ds3Cs2L s2 Iload（ c） t 3~t4Ug2+-+-+-+-王鹏程 ， 等 ： 一种新型吸收电路在光伏逆变器中的应用第 10 期UdVD2VD1VDs1VDs2 VDs3V Ds4L s2L p1 Cs1Cs2Ls1 负载L p2 VT2V T1VT4V T3V Ds5V Ds7V D3VD4V Ds6L s3VDs8Ls4+- Cs4Cs3能量被 Cs1 吸收 ， Cs1 电压上升 。 开关管 VT1 电压在关断瞬间 ， 由于 VDs1 导通 ， 有 Uce1＝ Ucs1＝ Ud， 随着 Cs1 电压 的 上 升 ， VDs1 将 截 止 ， V T1 电 压 会 下 降 直 至 Uce1 ＝Uce2 ＝ Ud ／ 2。 同时 ， Cs1 所吸收的过电压能量也经由放电电感 Ls1 回馈至电源 ， Ls1 电流逐渐上升 。 在 V Ds1导通时 ， L s1 电流还可以经由 V Ds1 馈送至负载 。时间段 t2~t 3： 门极触发信号 Ug2 使开关管 VT2 导通 ，开关管 V T1 两端电压 Uce1＝ Ud， 负载电流 I o 反向经 V T2流通 ， Cs1 电压逐渐降至 Ud。 开关管 VT2 开通瞬间 ， 电源经 Cs1、 VDs1 和 VT2 向 Cs1 充电 ， Ls1 电流经由 VDs1 和VT2 流通 ， V T2 稳态导通后 ， Ls1 剩余能量经由 Cs1 回馈至电源或经由 V T2 馈送至负载 。时间段 t3~ t4： 开关管 VT2 关断 ， 其关断过程与开关管 VT1 关断过程相似 ， 各部分电量变化与 V T1 对偶 。相似地 ， 由于 V Ds3 导通 ， 关断瞬间 Uce2＝ Ucs3＝ Ud， 后又降至 Ud ／ 2。时间段 t 4~ t5： 门极触发信号 Ug1 触发开关管 V T1导通 ， V T1 电压 Uce1 降为零 ， VT1 电流 I c1 在母线杂散电感和感性负载作用下逐渐上升 ， 最后 VT1 达到稳态导通 。至此 ， 该开关周期结束 ， 下一周期开始 。由分析可见 ， 新型吸收电路的特点就在于巧妙借鉴了传统放电阻止型吸收电路的拓扑结构 ， 同一桥臂的 2 个 IGBT 吸收电容与辅助放电电感及箝位二极管串联 ， 再 交 叉 连 接 到 逆 变 器 直 流 侧 输 入 端 。吸 收电容上的过冲能量通过振荡 转 移 到 放 电 电 感中 ， 既限制了放电冲击 ， 又不消耗能量 。 同时 ， 放电电感有多条允许的路径将 能 量 回 馈 至 电 源 或 馈 送 至负载 ［ 6， 9-10］ 。3.3 新型吸收电路的设计3.3.1 吸收电容 Cs 的选择新 型 吸 收 电 路 中 吸 收 电 容 Cs 的 选 取 与 传 统IGBT 逆变器吸收电路中 Cs 的选取原则相同 ， 都是由电路容许的吸收电压峰值 Δ U 来确定其参数 。 如果 已 经 确 定 了 Δ U 的 限 定 值 ， 则 可 用 式 （ 1） 确 定 Cs的值 ：Cs= Lp i2 ／ Δ U 2 （ 1）其中 ， L p 为母线寄生电感 （ H）； i 为关断电流 （ A）。3.3.2 放电电感 Ls 的选择由上文分析可知 ， 一个周期内 ， Cs 上的过冲能量可在 2 个阶段释放 。 2 个阶段的放电等效电路如图 6所示 ， 由于 Lp 远小于 Ls 和 L load， 故可将其忽略 ， 同时假定电压源电压恒定为 Ud。a. 开关管 VT1 关断 （ t ＝ 0） 到开关管 V T2 开通 （ t ＝ts）。 为简化计算 ， 认定在 t＝ 0 时刻 Cs 的电压已达到最大值 ， 放电电感 L s 电流初值为 0， 即 uCs （ 0） ＝ Ud +Δ U， i ＝ 0。 由放电等效电路图 6（ a） 可得到式 （ 2）：Ls Cs d2uCsd t2 + uCs= Ud （ 2）由初始条件 uCs（ 0） ＝ Ud+Δ U， uCs（ ∞ ） ＝ Ud， 解方程可得 ：uCs=Δ U cos（ t ／ Ls Cs姨 ） + Udi ＝ Δ U Cs ／ Ls姨 sin（ t／ Ls Cs姨姨 ）（ 3）将 t ＝ ts 代入式 （ 3） 中 ， 就能得到 ts 时刻的 uCs（ ts）和 i（ ts）。b. 开关管 V T2 开通 （ t＝ ts） 到放电结束 。 由于 i1 远小于 i 2， 所以 i1 对回路 2 影响很小 。 因此 ， 图 6（ b） 可进一步简化为 2 个相互独立的等效电路 ， 如图 7 所示 。可得到式 （ 4）（ 记 L′ = L load， R = Rload， L = L′ +L s）：i 1=- Cs duCsdtUd2 +Ri 1+Ldi 1dt =uCsUd2 =Ri 2+Ldi 2dt姨姨姨姨姨姨姨姨姨姨姨姨姨姨姨姨姨姨姨圯i 2= Ud2R - Ud2R e（ R ／ L′ ） tLC s d2uCsdt2 +RCsduCsdt +uCs=Ud圯姨姨姨姨姨姨姨姨姨姨姨姨（ 4）这是一个常系数二阶微分方程 ， 根据相关电路知识可知 ， 根据 R 与 2 L ／ Cs姨 的大小关系 ， 电路可分 为 非 振 荡 放 电 （ R≥ 2 L ／ Cs姨 ） 和 振 荡 放 电 （ R ＜2 L ／ Cs姨 ） 2 种情况 。 考虑到希望吸收电路非振荡放电 ， 求得式 （ 4） 在临界情况时的解 ：uCs= ｛ UCs（ 0） +［ I1（ 0） - λ UCs（ 0）］ t｝ eλ t + Ud （ 5）i 1= - Cs duCsdt = eλ t ［ I1（ 0） + I1（ 0） λ t- λ 2UCs（ 0） t］ （ 6）其中 ， λ ＝ -R ／ （ 2L）。由式 （ 3） 可得初值 ：UCs（ 0） = Δ U cos（ ts ／ Ls Cs姨 ） + UdI1（ 0） = Δ U Cs ／ L s姨 sin（ ts ／ L sCs姨姨 ）（ 7）吸收电容要在 V T2 开通期间放电完毕 ， 则要求在t ＝ T ／ 2- ts 前 uCs 和 i1 都等于零 。 由式 （ 6） 可得放电电感要满足的限制条件 ：CsL s姨cot tsLs Cs姨+ UdΔ UU U> 1（ T ／ 2- ts） R2 ／ （ 4L2） （ 8）最后 ， 在满足 L≤ R2 Cs ／ 4 和式 （ 8） 的 L s 中 ， 选择一个较小值作为放电电感的选取限值 。 在实际中 ， 为UdCsLs+-+-i（ b） ts< t < T ／ 2Ud ／ 2CsLs+-+-i 1RloadUd ／ 2-+L loadi2电 力 自 动 化 设 备 第 31 卷图 7 进一步简化的放电等效电路图Fig ．7 Simplified equivalent discharging circuitsUd ／ 2-Rload+i2CsL s+-+i1RloadUd ／ 2- LloadLload图 10 2 种吸收电路 Cs 放电波形Fig ．10 Discharging waveformsof Cs in two snubber circuits1.111.050.991.45 1.55 1.65 1.75 1.85t ／ ms（ a） 传统 IGBT 逆变器t ／ ms（ b） 新型吸收电路振荡区1.111.050.99uCs／kVuCs／kV1.45 1.55 1.65 1.75 1.85电压略低于1 000 V放电完毕放电完毕1.20.60uce1／kV1.490 0 1.490 8 1.491 6 1.492 4 1.493 2 1.494 0t ／ ms（ a） 传统 IGBT 逆变器振荡区1.20.60uce1／kV1.491 2 1.492 1 1.493 0 1.493 9 1.494 8t ／ ms（ b ） 新型吸收电路振荡区图 9 2 种吸收电路 VT1 管关断电压波形Fig ．9 Turn-off voltage waveformsof VT1 in two snubber circuits了很快放电完毕 ， 选择的 Ls 值一般都较上述限值小得多 ［ 10- 11］ 。3.3.3 吸收电路中箝位二极管 V Ds 的选择首先 ， 箝位二极管电压容量应与 IGBT 逆变器额定电压容量相当 ； 其次 ， 箝位二极管的瞬态正向电压下降是关断时发生尖峰电压的原因之一 。 此外 ， 一旦箝位二极管的反向恢复时间加长 ， 高频交换动作时箝位二极管产生的损耗就变大 ， 箝位二极管的反向恢复剧烈 ， 并且箝位二极管的反向恢复动作时开关器件 IGBT 的 C-E 间电压急剧地大幅度振荡 。 综上所述 ， 箝位二极管应选择电压容量合适 、 瞬态正向电压低 、 反向恢复时间短 、 反向恢复平顺的二极管 ［ 11］ 。3.4 新型吸收电路在光伏逆变器中的适用性新 型 吸 收 电 路 的 放 电 过程可等效为一个 LC 回路 ， 如图 8 所示 。 这其实是一个二阶电路的零输入响应过程 ， 在此过 程 中 ， 吸 收 电 容 Cs 为 放 电电感 Ls 充电 。 由于整个 LC 回路的电阻量很小 （ 箝位二极管VDs2、 放电电感 Ls 有一定的电阻 ）， 吸收电容 Cs 又是几微法数量级的 ， 因此其电压下降速度很快 ， Cs 中吸收的过冲能量在极短时间内就 可 转 移 到 放 电 电 感 Ls 上 ， 这个时间远小于传 统IGBT 逆变器吸收电路中 RC 放电回路的放电时间 。之后箝位二极管 V Ds2 截止 ， 能量将储存在放电电感 Ls中 ， 并通过多条放电路径回馈至电源或馈送至负载 。因此 ， 新型吸收电路可以在确保过电压吸收抑制效果的前提下 ， 在极短的时间内将吸收电容 Cs 上的过冲能量转移到放电电感 Ls 中 ， 并通过多种放电路径泄放 ， 满足了光伏逆变器高频化的需求 。另一方面 ， 由于新型吸收电路的放电回路没有采用耗能元件 ， 而是通过一个电感来储存过冲能量 ，并通过多种放电路径将能量回馈至电源或馈送至负载 ， 既实现了无损吸收 ， 又提高了光伏逆变器的工作效率 ， 满足光伏逆变器电压等级和功率等级不断提升的需求 。总之 ， 新型吸收电路能够满足光伏逆变器高频化 、 电压等级和功率等级不断提升的需求 ， 具有很好的适用性 。4 仿真分析和实验验证4.1 对新型吸收电路的仿真采用 Pspice10.5 软件分别对带 2 种不同吸收电路的单相光伏逆变器建立仿真模型 ， 为简化分析 ， 用一个直流电压源代替太阳能电池板进行仿真分析 。仿真条件如下 ： 直流电压源电压 Ud＝ 1 000 V； 直流母线等效寄生电感 Lp ＝ 200 nH； 吸收电路等效寄生电感 Lr1 = Lr2 = Lr3 = Lr4 ＝ 50 nH； Rload＝ 5 Ω ； L load＝ 0.5 mH； 工作电流 i ＝ 200 A。 开关管 IGBT 的控制信号为交替互补 （ 加有一定的死区时间 ） 的方波信号 ， 为能更清楚地分析一个开关周期内吸收电路具体的工作情况 ，开关频率取 1 kHz。 限定吸收电压峰值 Δ U＝ 100 V，根据式 （ 1） 和式 （ 8）， 取吸收电容 Cs ＝ 1 μ F， 放电电感Ls＝ 50 μ H， 放电电阻 Rs＝ 60 Ω ［ 12-13］ 。图 9 为带 2 种吸收电路的单相光伏逆变器中开关管 VT1 关断时的电压波形 。由图 9 可得出以下 3 点 。a. 吸 收 电 压 的 峰 值 Δ U 都 被 限 定 在 100 V 以内 ， 对过电压的吸收抑制效果明显 。b. 2 种吸收电路关断电压波形基本相同 。 波形上有 2 次电压过冲 ， 其中第一次过冲是由吸收电路本身的寄生电感所引起的 。c. 波形上都有一个振荡区 ， 这是由箝位二极管的反向恢复所造成的 。 相比于传统 IGBT 逆变器吸收电路 ， 新型吸收电路的振荡区更持久也更剧烈 。 这是因为新型吸收电路中吸收电容 Cs 与放电电感 Ls 有一个振荡放电的过程 ， 电容中的过冲能量转移至电感中 ， 并通过多条放电路径放电 。 但这个过程持续的时间很短 ， 不会影响电路的正常工作 。图 10 为 2 种吸收电路中 Cs 的放电波形 。由图 10 可得出以下 3 点 。图 8 新型吸收电路放电过程等效电路图Fig ．8 Equivalentdischarging circuit ofnew snubber circuitV Ds2UCs1 i-+Cs1Ls1王鹏程 ， 等 ： 一种新型吸收电路在光伏逆变器中的应用第 10 期a. 传统 IGBT 逆变器吸收电路需要 0.26 ms 才可以放电完毕 ， 而新型吸收电路放电时间为 0.06 ms。b. 新型吸收电路的放电过程也有类似的振荡区 ， 其原因已在上文进行了分析 。 这个振荡过程持续的时间很短 ， 振荡的幅值也很小 ， 不会影响电路的正常工作 。c. 新型吸收电路吸收电容的稳态电压值要略低于 1 000 V。 经分析 ， 这是由于放电电感 Ls 是储能元件 ， 其上会有一定的压降 。 但这个压降很小 ， 可以忽略 ， 不会对电路的正常工作造成影响 。由仿真分析可知 ， 新型吸收电路极大缩短了放电时间 ， 与理论分析的结果一致 ， 新型吸收电路更能满足光伏逆变器高频化的需求 。4.2 对新型吸收电路的实验验证按照图 3 的电路拓扑分别搭建 2 种吸收电路的实验电路 ， 实验条件如下 ： 直流电压源电压 45 V； 负载采用 20 Ω 纯阻性负载 ； DSP 控制信号为 1 kHz 交替互补的方波信号 ； 吸收电路中 ， 吸收电容为 1 μ F；放电电阻为 60 Ω ； 放电电感为 50 μ H。图 11 为 2 种吸收电路中 Cs 两端的电压波形 。实验波形与仿真波形一致 ， 新型吸收电路在极短的时间内就可放电完毕 ， 满足了光伏逆变器高频化需求 。 另外 ， 实验结束后 ， 在传统 IGBT 逆变器吸收电路中 ， 二极管 、 电容 、 电阻等元件微热 ， 说明有能量损耗 ； 而新型吸收电路中 ， 二极管 、 电容 、 电感等元件均没有发热现象 ， 这从侧面证明了相比于传统 IGBT吸收电路 ， 新型吸收电路功耗更低 ， 效率更高 ， 在大功率场合更有优势 。5 结语在分析光伏逆变器对吸收电路需求的基础上 ，结合传统 IGBT 逆变器吸收电路的特点和工作原理 ，提出了一种新型吸收电路 。 理论分析 、 电路仿真和实验验证了新型吸收电路能够极大缩短吸收电路的放电时间 ， 满足了光伏逆变器高频化的需求 。 另外 ， 由于新型吸收电路没有采用明显的耗能元件 ， 所以功耗更低 、 效率更高 ， 满足了光伏逆变器电压等级和功率等级不断提升的需求 。 新型吸收电路在传统 IGBT逆变器吸收电路的基础上改动不大 ， 容易实现 ， 并且可以推广应用于其他很多场合 ， 如开关电源 、 变频器 、风力发电系统等 ， 有很高的实用价值 。参考文献 ：［ 1］ PENG F Z， SU Guijia ， TOLBERT L M. 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Researchon hybrid automatic transfer switching based on IGBT ［ J］ .Electric Power Automation Equipment ， 2006 ， 26 （ 11）： 32-34．（ 下转第 120 页 continued on page 120）t ： 500 μ s ／ divuCs：20V／divt ： 500 μ s ／ divuCs：20V／div（ a） 传统 IGBT 逆变器 （ b） 新型吸收电路图 11 2 种吸收电路中 Cs 两端电压波形Fig ．11 Voltage waveformsof Cs in two snubber circuits电 力 自 动 化 设 备 第 31 卷Semi-physical test of wind turbine master control system and inverter systemWANG Bin ， WU Yan， DING Hong， YANG Weimin ， YU Huawu（ Guodian Nanjing Automation Co.， Ltd.， Nanjing 210003， China）Abstract ： A safe and economic semi-physical test scheme is proposed for the wind turbine mastercontrol system and the inverter system. Some physical devices are used for the master control system，inverter system and doubly-fed machine. A controllable simulation system is used to replace partialphysical devices， such as rotor， gearbox etc.， as well as the wind speed. The hardware structure andsoftware process of simulation system are explained. The torque modification formula is introduced to solvethe problem of rotary inertia difference， which enhances the simulation system. The realization of theproposed scheme makes the system commissioning more convenient and the test parameter adjustment moreflexible.Key words ： wind power； wind turbines； semi-physical test； computer simulation ； wind speed simulation ；rotor simulation； gearbox simulation第 31 卷电 力 自 动 化 设 备of wind turbine at high wind speed［ J］ . Electric Power Automa-tion Equoiment ， 2010， 30（ 8）： 81-83.［ 10］ 骆皓 ， 林明耀 ， 胡炫 ， 等 . 基于开关频率函数的双馈发电机转子励磁 I－ PI 双电流环参数整定 ［ J］ . 电力自动化设备 ， 2010， 30（ 4）：59-62.LUO Hao， LIN Mingyao， HU Xuan ， et al. Parameter tuningbased on switching frequency function for I -PI dual-current loopsof DFIG rotor excitation ［ J］ . Electric Power Automation Equip -ment， 2010， 30（ 4）： 59-62.［ 11］ 骆皓 ， 郭效军 ， 曹阳 ， 等 . 双馈发电机定子 PQ 输出数值区间研究 ［ J］ . 电力自动化设备 ， 2009， 29 （ 1）： 104 -107.LUO Hao， GUO Xiaojun ， CAO Yang， et al. Numerical area ofDFIG stator PQ outputs ［ J］ . Electric Power Automation Equip -ment， 2009， 29（ 1）： 104-107.（ 编辑 ： 康鲁豫 ）作者简介 ：王 斌 （ 1980- ）， 男 ， 江苏苏州人 ， 工程师 ， 硕士 ， 主要研究方向为分布式控制及风电主控 （ E-mail ： bigheadbin＠ 126． com）；吴 焱 （ 1978- ）， 男 ， 山西太原人 ， 工程师 ， 硕士 ， 主要研究方向为 PLC 控制器 、 风电主控 ；丁 宏 （ 1983 - ）， 男 ， 江苏泰 州 人 ， 助 理 工 程 师 ， 硕 士 ， 主要研究方向为风电主控 。!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!（ 上接第 116 页 continued fro