光伏逆变器

第 1 章 绪论1.1 课题的背景随着全球工业化进程的逐步展开， 世界各国对能源的需求急剧膨胀， 而煤炭、 石油和天然气三大化石能源日渐枯竭， 全球将再一次面临能源危机， 同时， 大量使用化石能源对生态环境造成严重的破坏。 能源、 环境与发展已成为当今世界亟待解决的问题。 因此全球都在积极开发利用可再生能源。专家预测，在今后的 20-30 年里，全球的能源结构将发生根本性的变化。 在本世纪中期 2050 年， 可再生能源在整个能源构成中会占到 50%。 自 20 世纪 50 年代， 从太阳能电池的空间应用到如今的太阳能光伏集成建筑、 光伏并网系统， 世界光伏产业己经走过了半个世纪的历史。 由于太阳能资源分布广泛、 蕴藏丰富， 光伏发电系统具有清洁、安全、 寿命长以及维护量小等诸多优点， 光伏发电被认为将是 21 世纪最重要、最具活力的新能源。 在世界各国尤其是美、 日、 德等发达国家先后发起的大规模国家光伏发展计划和太阳能屋顶计划的刺激和推动下，光伏产业近几年保持着年均 30%以上的高速增长。其中，以光伏集成建筑为核心的光伏并网发电市场己超过离网应用，近几年的增长速度都在40%以上， 成为世界光伏产业的最主要发动机。 并网光伏发电已经成为光伏发电领域研究和发展的最新亮点。中国地处北半球， 南北距离和东西距离都在 5000 公里以上。 在中国广阔的土地上， 有着丰富的太阳能资源。大多数地区年平均日辐射量在每平方米 4 千瓦时以上，西藏日辐射量最高达每平米 7 千瓦时。年日照时数大于 2000 小时。与同纬度的其他国家相比，与美国相近，比欧洲、日本优越得多，因而有巨大的开发潜能。但相对于蓬勃发展的世界光伏产业，中国光伏产业还处于起步阶段。光伏组件产量和安装容量仅为世界 1%左右，相关配套设备的产业化进程也严重滞后于其他国家。 国际上方兴未艾的光伏并网集成建筑， 并网电站在国内还几乎是空白。 因此， 对并网光伏系统的研究必将成为光伏发电技术研究的重中之重。光伏并网发电系统可以按照系统功能分为两类： 一种为系统中含有蓄电池组的可调度式光伏并网发电系统； 另一种为系统中不设置蓄电池组的不可调度式光伏并网发电系统。 二者相应系统结构图如图 1-1 所示。a) 可调度式光伏并网发电系统 b) 不可调度式光伏并网发电系统图 1-1 光伏并网系统按功能分类从图中可以得出光伏并网逆变器是连接光伏发电系统和电网的唯一通道。 并网逆变器运行状况将影响甚至决定整个系统是否能够稳定、安全、 可靠、 高效运行。它是整个光伏发电系统的核心所在。1.2 光伏并网逆变器技术光伏并网发电系统与独立发电系统相比， 省掉了体积大、 价格高、 不易维护的蓄电池， 具有造价低， 输出电能稳定的优点， 因而具有更为广阔的市场前景。 典型的光伏并网系统的结构包括：光伏阵列，直 -直变换器 (DC-DC) ，直 -交变换器 (DC-AC) 和采样保护装置，其结构如图 1-2 所示图 1-2 光伏并网系统结构图1.3 光伏并网逆变器国内外研究现状1.3.1 国外的研究现状从上世纪 90 年代起，许多国家掀起了太阳能光伏发电热潮，美国、日本、欧盟、印度等国家纷纷制定雄心勃勃的中长期发展规划推动光伏技术和光伏产业的发展。在太阳能电池的技术方面， 各国一直在通过改进工艺、 扩大规模和开拓市场等措施来降低成本，并取得了巨大进展。以美国为代表，能源部自 1990 年起动了 PVMaT （光伏制造技术）计划，旨在大幅度降低成本。计划的实施产生了非常明显的效果：商品化电池效率达到12~15%； 生产规模从过去的 1~5MW/ 年发展到 5~20MW/ 年， 并正在向 50MW 扩大； 工艺不断简化， 自动化程度不断提高； 三年来， 光伏组件生产成本降低了 32%以上， 降到 3 美元 /Wp以下， 在标准条件下， 太阳能电池板或组件输出的最大功率被称为峰值功率， 在以瓦为计算单位时称为峰瓦。 根据欧洲委员会定义的 101 号标准， 标准条件为： 光谱辐照度， 1000W/m 2；光谱， AM1.5 ；电池温度， 25℃） ，售价降到 4 美元 /Wp 左右。美国的目标是： 2005 年光伏系统安装成本降到 3 美元 /Wp（ 11 美分 /KWh ） ， 2010 年降到 1.5 美元 /Wp（ 6 美分 /KWh以下） 。欧洲和日本也有类似的计划，竞争促使各发达国家的产业化技术几乎以大致相同的水平和速度向前发展。而对于 PV 系统来说，降低成本可通过扩大规模、提高自动化程度和技术水平、提高电池效率等技术途径实现。可行性研究指出， 500MW/ 年的规模，采用现有不同的商业化晶硅技术， 可使 PV 组件成本降低到 0.71~1.78 欧元 /Wp， 如果加上技术改进和提高电池效率等措施，组件平均成本可降低到 1 美元 /Wp。在这个组件成本水平上，加上系统其他部件成本也在不断改进和降低，发电成本 6 美分 /KWh 是可能和现实的。考虑到薄膜电池，未来降低成本的潜力更大， 因此， 在下世纪前 10~30 年把 PV 系统安装成本降低到与核电可比或者更低是完全有可能的。此外， 近些年来， 美国、 日本和俄罗斯等国均投入大量资金进行空间太阳能电站的研究实验，以期大规模利用太阳能为人类提供源源不断的电力，其前景十分诱人。1.3.2 国内的研究现状我国幅员辽阔， 大部分地区太阳能资源丰富， 具备发展太阳能的环境条件。 特别是广大西部地区， 由于地处高原，大部分地区日照充分， 风力资源好，非常有利于建造独立的太阳能光伏电站， 或者风光互补电站， 也适合一家一户的小型独立光伏系统。 并且西部地区地广人稀， 常规电能的使用成本昂贵， 使得很多地区至今用电尚未普及。 因此结合我国的具体国情，这些无电地区和无电人口是发展利用太阳能光伏发电的巨大潜在市场。从 1958 年开始研制太阳能电池，我国的光伏技术已具有一定的水平和基础。晶体硅光伏电池用硅片的年生产能力约为 54MW ，晶体硅光伏电池的年生产能力约为 57MW ，非晶硅电池组件的年生产能力约为 10MW ，光伏电池组件的年生产能力在 150MW 以上。中国光伏电池的主要产品是单晶硅电池、 多晶硅电池和非晶硅电池。 商品单晶硅电池组件的转换效率为 11%~15%。 商品多晶硅光伏电池组件的转换效率为 10%~14% 。 商品非晶硅光伏电池组件的转换效率为 4%~6%。 单晶硅和多晶硅光伏电池组件的售价为 35~40 元 /Wp。在光伏发电平衡设备方面，也取得不小的进步。 “八五” 、 “九五” 、 “十五”期间开发出了独立光伏发电系统用的 10~100kW 的正弦波 DC/AC 逆变器，逆变效率大于 90%；研制出了一系列光伏专用的控制器和太阳模拟器等检测仪器； 研制出了光伏并网逆变器、 智能光伏电源系统、 独立光伏电站、输油输气管道阴极保护光伏电源系统、 家用光伏电源系统、 风光混合发电系统、小型并网光伏发电系统等系统技术方面，也取得了不少的研究成果和工程经验。当然和发达国家相比，我国的光伏产业还处于起步阶段， 和美、日、 德等发达国家还有着很大差距。 但是相信随着人们环保意识的提高， 政府对新能源利用的重视， 新能源的推广和利用将会日渐受到注目和推崇，成为保障社会、经济可持续发展的关键。目前， 中国社会、 经济的快速发展为光伏发电市场提供了更好的发展空间和机遇， 可以预测在市场和生态环境的共同要求下，我国的光伏产业将会有更大的发展。第 2 章 逆变器的控制策略研究和仿真实现由于电网可视为容量无穷大的定值交流电压源，如果光伏并网逆变器的输出采用电压控制， 则实际上就是一个电压源与电压源的并联运行的系统， 这种情况下要保证系统的稳定运行， 就必须采用锁相控制技术以实现与电网同步， 在稳定运行的基础上， 可通过调整逆变器输出电压的大小及相位以控制系统的有功输出与无功输出。但是由于锁相回路的响应慢、逆变器输出电压值不易精确控制、可能出现环流等问题。如果逆变器的输出采用电流控制，则只需控制逆变器的输出电流以跟踪电网电压， 即可达到并联运行的目的。 由于控制方法简单，因此使用比较广泛。本系统通过两种控制方法的对比，选用电流输出的控制方式。2.1 电流跟踪控制方式采用电流型输出的并网系统，输出电流常用的控制方法有： SPWM 电流跟踪方式、电流滞环瞬时比较方式、 SVPWM 电流控制等。2.1.1 电流滞环瞬时比较方式电流滞环瞬时比较方式的原理图如图 2-1 所示。以△ ic 作为滞环比较器的环宽，当指令电流 i*c 和实际并网电流 ic 的差值超过环宽时，就产生 PWM 信号。如果△ ic 确定，则输出电流的误差范围不变。△ ic 越小，则输出电流误差越小，但是开关频率也越高。图 2-1 滞环比较方式的电流控制图滞还控制方案的特点：实时控制，电流响应快，控制准确，控制方法简单；若滞环的环宽固定， 电流跟踪的误差范围是固定的， 但开关器件的开关频率是变化的， 这将导致电流频谱较宽，增加了滤波器设计的难度，可能会引起间接的谐波干扰。2.1.2 三角波比较方式的电流跟踪方式这种方法也可以称为 SPWM 电流跟踪方式，控制原理图如图 2-2 所示。将指令电流 i* c 与并网电流 ic 的实时值进行比较，两者的差值经 PI 调节与三角波比较，输出 PWM 信号。图 2-2 三角波电流比较控制图此方法的电流跟踪特性和 PI 参数有关，对于 PI 电路响应快的系统，必须提高三角波载波频率， 以改善输出波形。 这种方式输出电流的谐波比滞环比较方式少， 因此常用于对于谐波和噪声要求较高的地方。 这种电流控制方法的特点： 电流跟随误差较大； 软件实现相对复杂；输出电压中主要含有与载波相同频率的谐波； 开关器件的开关频率等于载波的频率； 电流响应相对于电流滞环瞬时值比较方式较慢。2.2 SVPWM 的控制的原理2.2.1 SVPWM 的特点空间矢量脉冲宽度调制 SVPWM(Space vector pulse width modulation) 控制策略是依据逆变器空间电压 (电流 )矢量切换来控制逆变器的一种新颖思路的控制策略。它抛弃了原来的正弦波脉宽调制 SPWM(Sine pulse width modulation) ， 而是采用逆变器空间电压矢量的切换来获得准圆形旋转磁场， 从而在不高的开关频率条件下， 使逆变器的输出获得较好的性能。 常规的 SPWM 将控制重点放在波形的改进上， 所以在不高的开关频率条件下， 很难产生较为完善的正弦波输出，即使开关频率较高，由于电压型逆变器固有的开关死区延时，降低了直流电压的利用率，甚至使波形发生畸变。三相逆变器空间电压矢量 SVPWM 控制与传统的 SPWM 控制相比具有以下突出优点：1) 三相逆变器直流侧电压利用率提高约 15%。由于直流侧电压利用率的提高，相同直流电压条件下， 可提高三相逆变器网侧电压设计， 因而相对减少了三相逆变器网侧电流， 降低了功率损耗，提高运行效率；2) 相同的波形品质条件下， SVPWM 控制具有较低的开关频率，且平均约降低 30%，从而有效地降低了功率开关管的开关损耗；3) SVPWM 控制具有更好的动态性能。 当采用 SVPWM 进行逆变器电流控制时， 可以根据被跟踪的电流矢量，优化选择三相逆变器空间电压矢量进行 PWM 电流跟踪控制，从而在相对较低的开关频率条件下较好地跟踪电流指令。鉴于 SVPWM 控制的优点，本文选用 SVPWM 作为控制策略对光伏并网逆变器中的逆变部分进行控制。2.2.2 SVPWM 的原理三相电压型逆变器结构如图 4-3 所示。 该电路输出的三相电压为 ua， ub， uc。 V1 到 V6 是6 个功率开关管。它们分别为 a， a ， b， b 和 c， c 这三对控制信号所控制。图 2-3 三项电压型逆变器结构当逆变桥上半部分的一个功率开关管开通时， 即 a， b 或 c 为 1 时，其下半部分相对的功率开关将被关闭 (即 a ， b 或 c 为 0)。其中 V1 ， V3 和 V5 这 3 个功率开关管的开关状态，即 a， b， c 为 1 或为 0 的状态，将决定 ua， ub， uc 三相输出电压的波形情况。逆变桥输出的线电压矢量 [uab ubc uca]T，相电压矢量 [ua ub uc] T 和开关变量矢量 [a b c] T 的之间的关系可以用一下面的两个式子来表示：cabcabuuu=U dccba101110011（ 2-1 cbauuu=1/3U dccba211121112（ 2-2式中， Udc 是电压源逆变器的直流供电电压，或者称为总线电压。不难看出，因为开关量矢量 [a b c] T 有 8 个不同的组合值 (a， b， c 只能取 0 和 1)， 即逆变桥的上半部分的 3 个功率开关管的开关状态有 8 种不同的组合，故其输出的相电压和线电压也有 8 种对应的组合。 为了计算方便， 将三相坐标转换为 ( , )。在此坐标系中参考电压矢量与输出的相电压矢量对应的分量可有下等式表示：cbauuuuu232302121132 (2-3 2.3 SVPWM 的实现2.3.1 参考电压所在扇区的判断由于在逆变桥中，功率开关管的开关状态的组合一共只有 8 个，则参考电压矢量对应于开关变量矢量 [a b c]T 在 ( , )坐标系中的 uα ， uβ 也只有有限组合， uα ， uβ 是空间参考电压矢量 Uout 在 ( , )坐标系中所分解得到的子轴量。 如图 2-2 所示。 被功率开关管的开关组合所决定的 8 个基本的空间矢量。 设参考电压矢量 Uout 与 轴的夹角为 ， 在 轴和 轴的分量分别为 uα 和 uβ ，空间矢量调制的第一步是判断由 uα 和 uβ 所决定的空间电压矢量所处的扇区，如图 2-2 所示。通常的判断方法是：根据 uα 和 uβ ，计算出电压矢量的幅值，在结合 uα 和 uβ 的正负进行判断，这种方法的缺点很明显，含有非线性函数，计算复杂，特别在实际系统中更不容易实现。以下阐述一种简单的判断方法：图 2-2 基本的空间矢量扇区图结合图 2-2 所示的正六边形矢量图可以看出， 要使得参考电压矢量 Uout 处于扇区 1 中需要满足条件： tan 0，此条件又表述为：u >0 且 uu31 >0（式 2-2）使用式 (2-2)进行计算，与参考电压矢量 Uout 的模无关，避免了计算非线性函数，实现起来就容易得多了，以下分析在其他扇区时的条件。当 大于 90°时其正切值为负值，故参考电压矢量 Uout 在扇区 II 的条件可表述为：u >0 且 uu31 0 且 - uu31 >0 时 Uout 位于扇区Ⅲ；u 0 时 Uout 位于扇区Ⅴ；u 0，则 A=1 ，否则 A=0 若 2ru >0，则 B=1，否则 B=0 若 3ru >0，则 C=1，否则 C=0 设 N=2C+2B+A ，则 N 与扇区数 sector 的对应关系如表 2-1 所示表 2-1N 与扇区 sector 的对应关系第 1 扇区即为基本空间矢量 U 0 和 U 60 包围的扇区，第 2 扇区即为基本空间矢量 U60 和 U120包围的扇区， ,, 第 6 扇区即为基本空间矢量 U300 和 U 360 包围的扇区。2.3.2 各个扇区开关持续时间的计算为了获得一个旋转的空间电压矢量， 只有利用各个矢量作用时间的不同， 来等效合成所需要的矢量。 以第一扇区为例， 用最近的两个基本空间矢量 U 1 ， U2 和零矢量 (设为 U 0)合成为参考矢量 Uout，等效矢量按伏秒平衡原则来合成。于是：Tx U 1+Ty U 2+T 0 U 0=T Uout （ 2-7）Tx+Ty+T 0=T (2-8) 式中： Tx ， Ty 和 T 0 分别为 U1， U2 矢量的作用时间； T 为采样周期。如图 2-5 表示参考电压矢量、与之对应的 ( , )轴分量 uα 和 uβ ，基本空间矢量 U0 和 U60 的对应关系。图 2-5 Uout 与 U0, U60 对应关系图330ababsUUV （ 2-9）dcdcdcs UUUV332 （ 2-10）图 2-5 所示的情况中， 参考电压矢量 Uout 位于基本空间矢量 U0， U 60 所包围的扇区中， 因此可以用 U0 和 U60 两个矢量来表示。于是有如下等式T = T1+ T3+T0 (2-11) Uout= 60301UTTUTT （ 2-12）在式中 T1 和 T3 分别为在周期时间 T 中基本空间矢量 U 0,U60 各自的作用时间， T0 是零矢量的作用时间。从图中可推出 T1 和 T3 可以由下式计算：u =3sin|||| 60301UTTUTT （ 2-13）u =3cos|| 603UTT （ 2-12）由公式 (2-2)表述可以得出，的基本空间矢量的幅值均为 Ed=2U dc/ 3，代入式 (2-13) 和式 (2-12)可以得出：TuETuuETTdd 32,3131 （ 2-15）去 T1， T3 与周期 T 相对值由如下等式：uuETTtd 31111 （ 2-16）uETTtd 32132 （ 2-17）当 Uout 位于其他扇区中时，同理可以求得各矢量作用的时间通过对 SVPWM 的分析和实现，本文利用 Matlab 中 Simulink 模块对三相并网逆变系统进行建模和仿真。直流侧电压设为 200V。逆变桥的输出端经过LC 滤波器与电网连接。三相电压源模拟三相电网，单相电压幅值为 220V ，频率为 50Hz。光伏并网逆变器的逆变部分的系统建模如图 2-6 所示。该系统电路图主要包括主电路和 PI regulation 控制模块和 SVPWM 产生三部分，其中逆变电路采用三相全桥结构， PI regulation 模块对逆变器输出电压电流采样后，调节SVPWM 模块的驱动信号，使得逆变器交流侧电流与电网电压同频同相，实现逆变。 SVPWM 模块如图 2-7 所示。图 2-6 逆变器系统模型图 2-7 SVPWM 模块的控制图根据所建立的系统模型对光伏并网逆变系统进行仿真，结果如图所示，图 2-8，图 2-9，图2-10 为 A， B， C 三相上半桥的驱动波形图 2-8 A 相的上半桥 PWM 波形图图 2-9 B 相的上半桥 PWM 波形图图 2-10 C 相的上半桥 PWM 波形图TCMx(x=1 ， 2， 3)的变化图如图 2-11 所示图 2-11 TCMx(x=1,2,3) 的变化图在仿真结果中，为了便于观察三相电压 (ua,ub,uc)与两相电压 ( , )对应关系，分别将其进行了归一化，对应的关系如图 2-12 和图 2-13 所示。图 2-12 输入的三相电压波形图图 2-13α ,β 两相电压的波形图 2-12 扇区 sector 与 N 变化对应图逆变器的 A ， B， C 三相对应的输出电压和电流以及电网的电压如图 2-15，图 2-16 和图2-17 所示。从图中可得，该逆变器输出电流和电网的输出电压相位一致，由于加入了电感的缘故， 输出电压相位超前输出电流， 即超前电网输出电压。 仿真结果表明输出电流能够很好的跟踪电网的输出电压， 通过 PI regulation 模块调节 SVPWM 驱动输出， 可以实现交流侧功率因数为 1， 实现了逆变目标。 实验验证了系统的可行性， 并为实际电路参数的选取提供了参考。逆变器 A 相输出电流电网 A 相输出电压逆变器 A 相输出电流图 2-15 逆变器 A 相输出的电压和电流与电网输出的电压波形图逆变器 B 输出电流电网 B 输出电压逆变器 B 输出电流图 2-16 逆变器 B 相输出的电压和电流与电网输出的电压波形图逆变器 C 输出电流电网 C 出电压逆变器 C 输出电流2.5 本章小结根据电流输出控制的优点，本文选用逆变器输出电流控制方式。针对 SPWM 存在的不足， 采用了 SVPWM 的控制策略。 详细分析 SVPWM 的原理特点以及给出了 SVPWM 实现的方案。通过 Simulink 建立逆变并网部分的模型。通过 PI 调节，采用 SVPWM 的进行逆变控制实现， 结果表明输出电流能够准确的跟踪电网的输出电压， 实现了功率因数接近1 的目标。第 3 章 系统的硬件设计基于前面的分析，主电路采用 DC-DC 和 DC-AC 两级变换实现逆变并网。本章将论述 DC-DC ， DC-AC 变换器、电压型 PWM 全桥逆变器的主电路结构及参数选择、控制电路，以及驱动和检测电路设计。3.1 系统的性能指标作为小功率并网逆变器， 与普通的逆变器不同， 它要向电网供电， 需要保证输出电流与电网电压同频同相， 也就是与电网同步。 由于工频电网的输出频率不是固定不变的， 因此逆变器的输出电流也要保证跟随电网频率变化。 另外， 为电网供电就要考虑功率因数。 如果功率因数太低，会向电网中注入谐波和无功分量，加重输电线路的负担， 使电网损耗加大，造成能源的浪费， 而且谐波会造成比较大的电磁辐射和污染。 为了将逆变器对电网的电气污染降至最低， 向电网输入高质量的电能， 就要求逆变器的输出功率因数接近 1， 具体说就是输出的正弦波电流畸变要尽可能小， 脉动尽量小， 并且输出电流与电网电压同频同相。 具体系统设计的指标如下：额定输出功率： 2kW 输出电流波形：正弦波最大输入电压： 400V(DC) 输出电压 (相电压 )： 220V ± 1% 输出频率： 50Hz ± 1% 电流波动系数： 10% 3.2 主电路参数的设计系统采用无变压器隔离的两级式结构，前级为 Boost 升压变换器，后级为 SVPWM 控制的全桥逆变器。 控制系统采用 Ti 公司的 TMS320F2812 为核心的控制电路。 另外系统配有专门的辅助电源从电网取电，用于控制系统的供电。系统框图如图 3-1 所示。图 3-1 并网逆变器的系统框图系统启动之后，从太阳能电池板获得电能，通过 Boost 升压电路将电压升高到后级全桥逆变器的工作电压 400V ， 全桥逆变器将直流电压转换成与电网同频同相的正弦电流实施并网。系统原理图如图 3-2 所示。图 3-2 并网逆变器原理图系统主电路原理图，主要包括 DC-DC 和 DC-AC 部分，以及控制开关管开断的驱动电路。图 3-3 为 DC-DC 电路原理图。图 3-3DC-DC 电路原理图图 3-4 系统 DC-AC 原理图。逆变器输出经过 7mH 电感后并网。图 3-4DC-AC 路原理图本研究采用的是 IR2110 对 IGBT 进行控制， 该芯片可以控制一个桥臂， 对于三相逆变电路只需用三个芯片即可，但是该芯片不能输出负压，为了加速 IGBT 的关断速度，本文对该芯片进行外围电路箝位设计， 使输出低电平时， IGBT 栅极承受 -5V 的电压， 减少了 IGBT 的关断时间，图 3-5 为 A 相桥臂的驱动电路图 (第二、三桥臂等同 )。图 3-5 第一桥臂驱动电路第 4 章 小结太阳能的发展， 使得光伏并网发电成为发展趋势， 随之带来了对光伏并网电站的核心光伏并网逆变器的研究。 通过分析光伏逆变器的发展和研究光伏并网系统， 论文设计了两级结构的光伏并网逆变器。该并网逆变器主要由前级的 DC-DC 直流变换电路和后级的 DC-AC 三相逆变电路组成。经过分析和实验，本文结论如下：1.DC-AC 部分采用了输出电流的控制方法。针对 SPWM 控制的缺点，以及 SVPWM 的控制的优点，本文采用 SVPWM 对输出电流进行控制，使其输出电流跟踪电网电压。本文建立了逆变并网系统的仿真模型， 并进行仿真实现。 结果表明逆变器输出电流能够准确的跟踪电网电压，实现了逆变目标。2.在验证控制方法的正确性的基础上，对 2kW 的三相并网逆变器系统进行硬件设计，着重对主电路 DC-DC 和 DC-AC ，驱动电路实验验证了电路设计的正确性，为进一步的研究奠定了基础。第 5 章 参考文献[1] 赵争鸣， 刘建政， 孙晓瑛， 等 .太阳能光伏发电及其应用 [M]. 北京： 科学出版社， 2005-12-16 [2] 赵晶，赵争鸣，周德佳 .太阳能光伏发电技术现状及其发展 [J].电气应用， 2007， 26(10) ：6-11 [3] 昌金铭 .国内外光伏发电的新进展 [J].中国建设动态阳光能源， 2007， 14(1)： 3-12 [4] 赵良炳 .现代电力电子技术 [M]. 北京：清华大学出版社， 2006： 1-6 [5] 叶斌 .电力电子应用技术 [M]. 北京：清华大学出版社， 2006： 5-11. 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