无变压器型光伏并网逆变器拓扑结构

无变压器型光伏并网逆变器拓扑结构的研究摘 要： 本文首先通过单相无变压器型拓扑结构的研究，对无变压器型光伏并网系统的共模电流的产生机理进行了详细的分析。 然后用不同的控制方法分析了单相无变压器型全桥拓扑结构的共模电流，并对一种新的拓扑结构进行了分析和仿真研究；接着介绍了几种不同的三相无变压器型拓扑结构，并做了简单的分析和仿真；最后对单相和三相拓扑结构的不同进行了分析比较。关键词： 单相和三相无变压器型拓扑结构；光伏并网逆变器；共模电流No transformer-type photovoltaic inverter topology Abstract: Firstly, no single-phase transformer type of topology, on the non-transformer type photovoltaic system common-mode currents generated a detailed analysis of the mechanism. Then use different methods of single-phase full-bridge non-transformer type topology of the common mode current, and a new topology is analyzed and simulation studies; then introduced a number of different three phase transformer topology structure, and do a simple analysis and simulation.Finally, single-phase and three phase topologies are analyzed and compared the difference. Key words: Single-phase and three phase transformer topology; PV Inverter; Common mode current 1．引言在光伏并网系统中一般会采用带变压器型的光伏并网逆变器。由于工频变压器的体积大、 重量重且价格贵， 而带高频变压器型光伏并网逆变器的功率变换电路控制复杂， 系统效率低。 为了解决这些问题， 国外一些学者提出了无变压器型的光伏并网逆变器。 这种无变压器型的拓扑不但节约成本， 而且能提高系统的效率。 图 1 为无变压器型光伏并网系统的结构框图。 由图可知，在无变压器的光伏并网系统中， 由于没有变压器的隔离作用，电网与光伏阵列存在直接的电气连接， 而光伏阵列和地之间存在虚拟的寄生电容， 因而就形成了由寄生电容、 滤波元件和电网阻抗组成的共模谐振回路。 寄生电容上变化的共模电压在这个共模谐振回路中就会产生相应的共模电流。图 1 无变压器型光伏并网系统的结构框图Figure 1 Transformerless PV system block diagram 2. 无变压器型单相光伏并网系统的共模分析2.1 单相全桥逆变器的共模分析图 2 为无变压器型单相全桥逆变器的拓扑结构。文献 [1] 对共模电流的产生原因进行了分析。具体过程如下：定义 pvV 为等效光伏阵列的直流电压， aoV 、 boV 分别为全桥逆变器交流输出点 a 、 b 对直流母线 o 点的电压， LV 为滤波电感上的压降， cmV 为寄生电容 pC 上产生的共模电压， cmi 为共模电流， gV 为电网电压。以电网电流的正半周为例，在开关管 S2、1L 、 gV 和 pC 构成的回路以及由开关管 S4、 2L 和 pC 构成的回路中，根据基尔霍夫电压定律，可列出共模谐振回路的电压方程：01 cmgLao VVVV (1) 02 cmLbo VVV (2) 由于共模电流很小，因此可忽略它在滤波电感上产生的压降，即 21 LL VV ，又因 gV 为工频电网电压，所以 gV 在寄生电容上产生的共模电流一般也可忽略，而 aoV 、 boV 为 PWM 控制的高频脉冲电压，共模电流主要由此激励产生。所以由式（ 1） 、 （ 2）相加可得寄生电容上的共模电压 cmV 为：2boaocmVVV （ 3）而流过寄生电容的共模电流 cmi 为：dtdVCi cmpcm （ 4）图 2 单相全桥拓扑结构Figure 2 Single-phase full-bridge topology 由（ 3） 、 （ 4）式可知，要想抑制共模电流，就必须使得 cmV 的变化率保持恒定，使 cmV 为一定值，也即使得 a、 b 点对 o 点的电压之和满足：定值boao VV （ 5）2.2 单相全桥拓扑结构的分析拓扑结构框图如图 2 所示。 文献 [2] 分别采用单极性 PWM 调制法和双极性 PWM 调制法对单相全桥拓扑进行了仿真研究。但这两种不同的控制策略对共模电流的抑制效果相差很大。以下分别进行讨论。2.2.1 单极性 PWM 调制对图 2 所示的单相全桥拓扑采用单极性 PWM 调制法控制时，在电网电流正半周内：当 S1、 S4 导通，而 S2、 S3 关断时：pvpvboaocm VVVVV 5.0)0(5.0)(5.0 （ 6）当 S1、 S3 关断，而 S2、 S4 导通时：0)00(5.0)(5.0 boaocm VVV （ 7）负半周开关管控制顺序与正半周相似。由（ 6） 、 （ 7）式可知，在开关过程中，共模电压 cmV的幅值是变化的。因此，其共模电流很大，远远超过标准要求。图 3 为其仿真波形，从上到下依次为逆变器输出电压 abV 、共模电压 cmV 和共模电流 cmi 的波形。由图 3 可知，在开关过程中共模电压 cmV 的幅值是在 0 与 pvV /2 之间变化的。因此共模电流的值达到了数安倍，远远超过标准要求。图 3 单极性调制的全桥拓扑仿真波形 kHZfvV swpv 5,400Figure 3 Unipolar modulation full-bridge topology simulation 2.2.2 双极性 PWM 调制对图 2 所示的单相全桥拓扑采用双极性 PWM 调制法控制时，在电网电流正半周内：当 S1、 S4 导通，而 S2、 S3 关断时：pvpvboaocm VVVVV 5.0)0(5.0)(5.0 （ 8）当 S1、 S4 关断，而 S2、 S3 导通时：pvpvboaocm VVVVV 5.0)0(5.0)(5.0 （ 9）负半周开关管控制顺序与正半周相似。 由 （ 8） 、（ 9） 式可知， 在开关过程中 pvcm VV 5.0 ，所以 cmV 近似为定值，共模电流也近似为零。可见，采用双极性 PWM 调制法来控制单相全桥逆变器能够有效地抑制共模电流。 其仿真波形如图 4 所示。 从上到下依次为逆变器输出电压 abV 、共模电压 cmV 和共模电流 cmi 的波形。由图 4 可知，因共模电压 cmV 基本为一定值，所以共模电流 cmi 为毫安级。 因此单相全桥拓扑结构的双极性调制法可有效地抑制共模电流。然而， 从图中可以看出， 在整个电网周期内 4 个开关管都以开关频率工作， 这就会产生很大的开关损耗， 从而限制了系统的效率。 目前， 双极性调制的单相全桥拓扑的最高效率在 95%左右 ]3[ 。图 4 双极性调制的全桥拓扑仿真波形 kHZfvV swpv 5,400Figure 4 Bipolar modulation full-bridge topology simulation 由图 3 与图 4 比较可知， 采用单极性 PWM 调制方法的优点是输出滤波电感的损耗较低，缺点是共模电流不符合标准要求； 而采用双极性 PWM 调制方法的优点是共模电流为毫安级且很小， 符合标准要求， 缺点是输出滤波电感损耗较高。 因此为了既要使共模电流符合标准要求， 又能降低输出滤波电感的损耗， 就要研究新的拓扑结构来满足以上要求。 本文基于以上思路，提出一种新的拓扑结构 ]4[ 。这种拓扑结构能满足以上要求。3. 新型单相拓扑结构的共模分析3.1 拓扑结构产生共模电流的理论分析该拓扑的结构框图如图 5 所示。从图中可看出，该拓扑结构是在单相全桥拓扑结构的基础上，在直流输入端接两个开关管 S1 和 S2,其中 S1 为主开关管，而 S2 为续流开关管。该拓扑结构采用单极性 PWM 调制方法进行控制。 由于在直流输入端接了两个开关管， 所以与单相全桥拓扑结构相比， 当采用单极性 PWM 控制方法时， 共模电压的幅值不会发生变化。其共模分析的过程如下：开关管 S1 在整个开关过程中以开关频率调制，而 S2 的控制信号序列与 S1 相反； S3 在正半周内始终导通，负半周内以开关频率调制且与 S2 的控制信号相同，而 S4 的控制信号序列与 S3 相反； S5 在正半周内以开关频率导通，且与 S2 的控制信号相同，负半周内始终导通，而 S6 的控制信号序列与 S5 相反。在 电 网 电 流 正 半 周 内 ， 当 开 关 管 S1 、 S3 、 S6 导 通 时 ， 共 模 电 压pvpvboaocm VVVVV 5.0)0(5.0)(5.0 ，而交流输出电压 pvab VV ；当开关管 S2、S3 、 S5 导 通 时 ， 电 流 经 S3 、 S5 、 滤 波 器 和 电 网 回 路 续 流 ，pvpvpvboaocm VVVVVV 5.0)5.05.0(5.0)(5.0 ，而 0abV 。在负半周内， 当开关管 S1、 S4、 S5 导通时， pvpvboaocm VVVVV 5.0)0(5.0)(5.0 ，而 pvab VV ；当开关管 S2、 S3、 S5 导通时，电流经 S3、 S5、滤波器和电网回路续流，pvpvpvboaocm VVVVVV 5.0)5.05.0(5.0)(5.0 ，而 0abV 。图 5 新型拓扑结构框图Figure 5 Block diagram of the new topology 综合以上的理论分析可以得如下结论：由于采用单极性调制法， 降低了系统的损耗； 共模电压的幅值基本是一定值， 所以其共模电流的值很小，为毫安级。因此， 本文提出的拓扑结构既可以减少系统的损耗， 又可以使共模电流的值满足标准要求。3.2 拓扑结构的仿真研究本文提出的拓扑结构的仿真是在 MA TLAB Simulink 的环境下完成的。仿真参数设置如下：为了方便系统仿真，将 PV 阵列用直流电压源代替并且 vVdc 400 ；直流输入电容mFCdc 5 ；滤波电感 mHL f 3 ；电网电压 vVg 220 （ rms） ，频率 HZf g 50 ；开关管 kHZf sw 5 ；虚拟寄生电容 nFC p 100 。图 6 为仿真结果。从上到下依次为逆变器输出电压 abV 、共模电压 cmV 和共模电流 cmi 的波形。由图 6 可知，输出电压 abV 的波形与采用单极性调制的全桥拓扑结构相同，二者在半周内都是在 0 与 pvV 之间变化，所以产生的电流纹波较小，也就减小了系统的损耗；共模电流的值最大不超过 20mA，符合标准要求。因此本文提出的拓扑结构， 在采用单极性调制法的基础上， 可有效地抑制共模电流， 使其符合标准要求。图 6 仿真结果Figure 6 Simulation results 4．三相无变压器型拓扑结构由于大部分的单相光伏并网系统一般只适用于 5-6kWp ，而且输出的交流功率不稳定，因此需要大的直流电容， 这样就降低了系统的使用寿命和可靠性。 而三相光伏并网系统， 输出的交流功率稳定， 因此不需要大的直流电容， 这样不仅减少系统的成本， 而且还提高了系统的可靠性和使用寿命 ]5[ 。因此三相光伏并网系统可用于更高的功率等级的系统中。而不同拓扑结构所产生的共模电流是不同的，下面分别介绍几种常用的三相拓扑结构 ]6[ ：三相全桥拓扑结构（ 3FB ） 、带分裂电容的三相全桥拓扑结构 (3FB-SC) 和三相 NPC 拓扑结构(3xNPC) 。为了方便系统仿真， 将 PV 阵列用直流电压源代替并且 vVdc 700 ； 输入直流端的电容设置为： FCdc 100 （ 3FB、 3FB-SC） ， 在 3xNPC 中 FCdc 300 。 开关管采用 swf =10kHZ的 IGBT 。 输出滤波器采用 LCL 的三角形接法 （ 3FB、 3FB-SC） ， 在 3xNPC 中采用星形接法。（滤波电感 mHL f 3 、 滤波电容 FC f 2 ） 。 电网的频率 HZf g 50 ， 电压 vVg 220（ rms） 。仿真波形均为共模电压和共模电流的波形。4.1 三相全桥拓扑结构（ 3FB）这种拓扑结构是最简单的三相拓扑结构，而且被广泛用于一般的三相光伏并网系统中。图 2 为其结构框图。图 7 三相全桥拓扑结构Figure 7 Three-phase full-bridge topology 该拓扑结构采用 SPWM 控制方法来控制开关管，即用一个三角载波和三个与三相电网同步的正弦波比较得到开关管控制信号。图 3 为仿真结果。从上到下依次为共模电压 cmV 、共模电流 cmi 的波形。由图可知，因为共模电压的波动很大，导致共模电流的值超过了规定的最大值 300mA ，所以 3FB 拓扑结构不适合用于三相无变压器型的光伏并网系统中。图 8 3FB 仿真结果Figure 8 3FB simulation results 4.2 带分裂电容的三相全桥拓扑结构（ 3FB-SC）该拓扑结构的结构框图如图 4 所示。由图可知，它与 3FB 的拓扑结构基本相似，不同点在于，输入端有两个分裂的 PV 阵列和电容，且它们的中点与地的中性点相连。开关管的控制方法与 3FB 拓扑结构一样。 图 5 为仿真结果。 从上到下依次为共模电压 cmV 、 共模电流cmi 的波形。 由图 5 可知， 共模电压的波动非常小， 因此共模电流也很小， 最大值不到 20 mA ，符合规定的要求。图 9 带分裂电容的三相全桥拓扑结构Figure 9 With a split capacitor topology of three-phase full-bridge 图 10 3FB-SC 仿真结果Figure 10 3FB-SC simulation results 4.3 三相 NPC拓扑结构（ 3xNPC）图 6 为三相 NPC 拓扑结构框图。由图可知， 3xNPC 拓扑与其它拓扑结构相比有以下几个优点 ]6[ ：（ 1） 因为每一相的半桥臂都串联了两个开关管，这就分担了一半的电压应力，因此，开关管上承受的电压为其他拓扑结构的一半；（ 2） 由于输出的相电压为三电平，因此，电压谐波比 3FB 结构更小。而且，电压谐波小也导致输出滤波器也更小；（ 3） 因为每个开关管上的电压小，开关损耗也就更小，所以系统的效率也就更高。图 11 三相 NPC 拓扑结构图Figure 11 Three-phase NPC topology map 在单相的 PV 系统中，单相 NPC 拓扑已经被证实共模电压没有波动，而且共模电流的值符合标准要求。因此将文献 [5] 提出的单相 NPC 拓扑结构的控制方法引用到三相 NPC 拓扑结构中，每一相桥臂的控制与单相 NPC 拓扑相同，只是每一相的调制波相位互差 120 。图 7 为仿真结果。从上到下依次为共模电压 cmV 、共模电流 cmi 的波形。由图可知，因为共模电压保持一定值，所以共模电流非常的小，这说明 3xNPC 拓扑结构可有效地抑制共模电流，因此被广泛应用于三相无变压器型 PV 并网系统中。图 12 3xNPC 仿真结果Figure 12 3xNPC simulation results 5． 比较从仿真结果来看， 所有单相拓扑结构均只能用于低功率等级的光伏并网系统中， 而三相拓扑结构可用于更高的功率等级的系统中。因为单相拓扑的直流输入电压只有 400V,而三相到达 700V。不同的单相和三相拓扑结构的比较如表 1 所示 ]6[]5[ 、 。单相全桥拓扑结构只有采用双极性 PWM 控制时，才适用于无变压器型光伏并网系统中， 因为当采用单极性 PWM 控制时， 由于光伏阵列和寄生电容所产生的共模电压不是定值，所以会产生较大的共模电流。而在单相全桥拓扑的基础上，提出的新拓扑结构，在结构上，输入直流端接了两个开关管 S1 和 S2，控制采用单极性 PWM 控制。从仿真结果来看，它综合了单极性全桥拓扑和双极性全桥拓扑的优点：输出的电压 abV 只在 0 与 pvV 之间变化，这就减少了系统的损耗；而共模电流也到达了标准要求。因此，该拓扑具有实用价值。在三相拓扑结构中， 由仿真结果可知， 普通的三相全桥拓扑结构不适合无变压器型光伏并网逆变器，因为高频的共模电压产生了很大的共模电流。而 3FB-SC 和 3xNPC 拓扑，产生的共模电流很小， 并且符合标准要求， 所以这两种拓扑可适用于无变压器型光伏并网系统中。表 1 无变压器型光伏并网逆变器拓扑的比较拓扑结构 开关管数量 输入电容数量 开关管承受的电压 共模电流单极性控制全桥拓扑4 1 dcV>>30mA 双极性控制全桥拓扑4 1 dcV>30mA 3FB-SC 拓扑 6 2 dcV<30mA 3xNPC 拓扑 12 2 2/dcV<30mA 6. 结论从理论分析和仿真结果可知， 采用双极性 PWM 控制的单相全桥拓扑可用于无变压器型光伏并网系统， 因为它产生的共模电流比单极性单相全桥拓扑要小得多。 而在此基础上提出的新的拓扑， 在采用单极性 PWM 控制时，可以使共模电流满足标准要求，因此该拓扑结构也可用于无变压器型光伏并网系统。 三相全桥拓扑因其高频的共模电压产生的大的共模电流，所以不适合无变压器型逆变器。而对于 3FB-SC 和 3xNPC 拓扑结构，从仿真结果可以看出，两者所产生的共模电流均小于 30mA ，符合标准要求。参考文献[1] 孙林龙，张兴，许颇，赵为，曹仁贤 . 单相非隔离型光伏并网逆变器中共模电流的研究[C]. 中国电工技术学会电力电子学会十一届学术年会论文集，中国 杭州， 2008， 11. 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