反激型电流源高频环节光伏并网逆变器研究

图 2 反激型光伏并网逆变器控制策略1 引 言作为一种清洁 、 可再生能源的利用形式， 户用光伏并网发电得到了广泛的研究和应用 [1]。 目前的户用屋顶电池阵列功率等级一般为 1～ 5 kW， 需要由多个太阳能电池板串联才能达到较高的输出电压和功率 。 但由于光伏组件之间存在特性差异和部分阴影等， 会引起电池串内部产生不匹配损耗及热斑现象 。分散式并网发电系统即单个光伏组件并网发电系统是未来的发展趋势之一 。 系统中每个组件具有独立的最大功率点跟踪（ MPPT） 能力， 可在光伏组件与逆变器之间实现最优组合 [2-3] 。 该系统通用性强， 便于扩展，功率变换装置可成为一个模块化的即插即用设备， 普通用户也可方便地安装使用 。分散式光伏发电系统中的功率变换环节不但要结构简单， 效率较高， 同时还要能实现 MPPT、 升 /降压和进网电流控制 。 将基于反激变换器的电流源高频环节逆变器用作光伏并网发电模块，适用于小功率场合， 且具有结构简单， 开关器件少， 控制方便， 可靠性高等特点 [4]。 在分析电流源高频环节并网逆变器工作原理的基础上，合理设计制作了一台样机并进行了实验研究 。2 反激型电流源光伏并网逆变器2.1 基本原理图 1 示出反激型光伏并网逆变器的主电路 。 该电路变压器初级是一个高频 SPWM 工作的开关管，进行输出电流正弦调制；中间由一个次级带中心抽头的反激变压器进行隔离， 其匝比为 n∶ 1∶ 1； 次级两条支路各工作半个工频周期，每条支路有一个工频控制的开关管和一个二极管，次级两个开关管互补导通且与电网同步 。 图 2 示出该拓扑的控制框图 。MPPT 环节给出的电流基准用以控制进网电流反激型电流源高频环节光伏并网逆变器研究丰瀚麟 1， 肖华锋 1， 谢少军 1， 贡 力 2（ 1.南京航空航天大学， 江苏 南京 210016； 2.江苏津恒能源科技有限公司， 江苏 常州 213164）摘要 ： 电流源高频环节并网逆变器的电路结构简单 、 控制方便且成本低廉， 因而在小功率并网发电系统中有广阔的应用前景 。 研究了反激型电流源高频环节逆变器的并网技术， 详细分析该拓扑的工作原理， 推导出变换器在各模态下的电压 、 电流关系及器件应力表达式， 为选择合适的变压器匝比和开关器件提供了依据， 并给出其他关键参数的设计方法 。 实验证明， 该拓扑应用在小功率光伏并网场合能实现较高的效率和较好的进网电流质量 。关键词 ： 逆变器； 并网； 光伏； 反激型电流源中图分类号 ： TM464 文献标识码 ： A 文章编号 ： 1000-100X （ 2009） 12-0043-03Research on Flyback -type Current Source Inverterfor Grid -connected Photovoltaic SystemsFENG Han-lin 1， XIAO Hua-feng1， XIE Shao-jun1， GONG Li 2（ 1.Nanjing University of Aeronautics & Astronautics， Nanjing 210016， China；2.Jinghen Corporation， Changzhou213164， China）Abstract ： Grid-connected current source high frequency link inverter has many advantages， such as simple structure， easycontrolled and low costs.Soit has a good prospect for small scale grid-connected PV applications.This paper studies a fly -back-type inverter for grid-connected applications.Through describing the operation principle ， a complete steadystate anal-ysis is presented， including the relation of voltage and current， expressionsfor peak device stresses.Itprovides the basis forselecting the suitable transformer turns ratio and the devices.The design method of other key parametersis also given.Theexperimental results validate that the flyback-type current source inverter possesseshigh efficiency， as well as high in-gridpowerfactor and low current THD.Keywords ： inverter； grid-connected； photovoltaic； flyback-type current source图 1 反激型电流源高频环节光伏并网逆变器43电力电子技术Power ElectronicsVol.43 ， No.12December2009第 43 卷第 12 期2009 年 12 月的大小， 保证光伏电池能够向电网输送最大功率 。 由MPPT 算法得到进网电流幅值与电网同相位的单位正弦半波相乘可得到调制波， 再与三角载波交截， 得到所需的 SPWM 驱动信号 。 次级开关管驱动信号直接由电网采样信号经过零比较器得到 。2.2 电路分析为了更好地分析这种拓扑， 先假设： ① 电网周期Tg 与高频开关周期 Ts 的关系为 Tg=2kTs； ② 与光伏组件并联的解耦电容上电压 Udc 在整个工频周期内恒定； ③ 忽略滤波电感 Lf 上的电压降与滤波电容 Cf 上的电压纹波， 输出滤波电容上电压 uac（ i） 近似为电网电压 ug， 且在 Ts 内保持恒定； ④ 变换器一直工作在断续模态（ DCM） 。由于次级两个开关管互补导通，在工频正负半周， 两条支路上电压 、 电流关系相同 。 因此可以工频正半周为例， 说明变换器的工作过程 。 图 3 示出反激变压器 T 匝比为 1 时的初 、 次电流波形 。（ 1） 模态 1[t1， t2] 在第 i 次开关周期中， 当 VS1导通时， T 的初级电感电流线性上升：i dc（ i） （ t） = UdcLpt （ 1）其电流峰值由 VS1 的导通时间（ 占空比） 决定 。第 i 次开关周期的占空比为：d（ i） =dpsin iπk （ 2）式中： dp 为工频周期内的最大占空比 。由此可得第 i 次开关周期的初级电流峰值为：i dc_p（ i） =Idc_psin iπk （ 3）式中： Idc_p 为工频周期初级电流最大值， Idc_p=Udcton_p/L p=Udcdp/（ L p fs） 。（ 2） 模态 2[t2， t3] 当 VS1 关断时， VD 1 导通 。 能量通过 T 的次级释放到电网 。 在第 i 次开关周期中，次级电流线性下降， 电压电流关系为：uac（ i） （ t） =L s d[iac（ i） （ t） ]dt =Lpn2 ·iac_p（ i）toff（ 4）其第 i 次开关周期次级电流峰值为：i ac_p（ i） = n2toffUac_pLp siniπk（ 5）式中： Uac_p 为电网电压最大值 。那么工频周期次级电流最大值为：I ac_p= n2toffUac_pLp（ 6）（ 3） 模 态 3[ t3， t4] 当次级电流降为零后， 进入DCM。 Cf 向电网供电， 直到 VS1 再次导通， 进入下一开关周期 。2.3 电路设计（ 1） 断续工作的条件 通过变压器匝比 n 与初 、次级电流关系，同样可得出第 i 次开关周期流过次级开关管 、 二极管的峰值电流：i ac_p（ i） =niac_p（ i） = nUdcdpLp fssin iπk （ 7）由式（ 3） ， （ 5） ， （ 7） 可得次级电流降为零所需的时间（ 非开关管关断时间， toff≠ Ts- ton） 为：toff= Lpi dc_p（ i）nuac（ i）= dpλn fs（ 8）式中： λ 为输入电压与电网电压之比， λ =Udc/Uac_p。由式（ 8） 可见， 当 λ 以及 dp 保持不变时， toff 为恒定值 。 同时次级电感电流峰值按正弦变化， 因此经过LC 滤波后， 进网电流表达式为：i g（ t） = n2toff2Uac_p2LpTs sinω t （ 9）上式表明， 当变换器工作在 DCM 时， 进网电流自然实现正弦化 。 为保证变换器一直工作在 DCM，toff 不能大于开关周期与初级开关最大导通时间之差， 即 toff≤ Ts- ton_p。设在 π /2， 3π /2 电网周期时刻， 为电感电流临界连续（ BCM） 的情况， 由式（ 8） ， （ 9） 可得使变换器一直工作在 DCM 的条件为： dp≤ 1/（ 1+λ /n） ，由此确定了高频开关管最大占空比极限值 dpmax=1/（ 1+λ /n） 。（ 2） 反激变压器激磁电感 在稳态情况下， VS1以 SPWM 方式控制， 半个工频周期被分成 k 个开关周期 。 基于电路分析可得到一些基本公式， 求出其输入电流即初级电流平均值为：I dc_avg= 1Tg/2ki =1ΣiT s（ i -1） Ts乙 i dc（ i） （ t） dt=UdcTs4L pdp2 （ 10）则输入功率公式为：Pin=UdcI dc_avg= Udc2Ts4Lpdp2 （ 11）综上可得激磁电感取值为：L p≤ Udc2Ts4Pinmax dpmax2= Udc2Ts4Pinmax11+λ /n乙 乙2（ 12）（ 3） 器件应力与选择 当 VS1 关断时， 其电压应力为输入电压与次级电压映射到初级的电压之和，即 USp_p=Udc+nUac_p=（ λ +n） Uac_p。 VS2， VS3 在其关断时有最大电压应力， 其表达式为： USs_p=2Uac_p。 当 VS1 导通时， VD1， VD 2 承受最大反向压降， 其电压应力为：UDs_p= Udcn +Uac_p= λn +乙 乙1 Uac_p （ 13）式（ 3） 即为 VS1 承受的电流峰值应力， 同时再由变 压 器 匝 比 可 得 次 级 器 件 电 流 峰 值 ISD_p=nI dcmax=nUdcdp/（ Lp fs） 。 VS1 电流有效值为：图 3 匝比为 1 时的初 、 次级电流波形I dc_rms= 1Tg/2ki=1ΣiTs（ i-1 ） Ts乙 i dc（ i）2（ t） dt姨 =4Udc29π Lp2 Ts2dp3姨 （ 14）次级器件电流有效值为：Iac_rms= 1Tgki=1ΣiTs（ i-1 ） Ts乙 iac（ i）2（ t） dt姨 = nλ Ts2Udc2dp312Lp2姨 （ 15）以输出电压最大值 Uac_p 作为电压基准， 以输入电流平均值 I dc_avg作为电流基准， 将各应力参数归一化 。 在满载 Pinmax 时各应力归一化表达式见表 1。利用上述器件应力表达式，做出各器件应力与匝比的关系曲线， 如图 4 所示 。 其中 λ =0.116， 为额定输入输出时的取值 。 可见匝比 n 与各个器件的应力关系密切： n 太小会导致初级电流峰值和有效值过大， 同时次级二极管的反向压降也大大增加； n 太大则初级电压应力和次级电流峰值过大 。 n 的选取可以通过效率优化设计确定 。（ 4） 输出滤波网络的设计 Cf 起到了平滑能量传递的作用， 其电压脉动体现了能量的波动 。 波动能量的来源是在一个 Ts 中， VS1 导通时反激变压器电感中储存的能量 。 Cf 按下式取值：Cf= LpI dc_p24Uac_pΔ Umax（ 16）式中： Δ Umax 为滤波电容的最大电压纹波 。滤波电感 Lf 用于滤除进网电流中的高频开关纹波 。 滤波网络截止频率 fc 应远小于 fs， 且 L f 取值为：Lf = 1（ 2π fc） 2Cf（ 17）3 实验验证根据电路工作原理与设计过程，制作了一台样机 。 样机参数为： 最大输入功率 160W； 输入电压 36V ；电网电压及其频率 220 V/50 Hz； 开关频率 50 kHz；初级开关管型号 G40N60UFD；次级二极管型号DESI30-10； 次级开关管型号 STW18NK80Z； 反激变压器 n=0.5， 激磁电感 22.24 μ H， 漏感 0.903 μ H； 滤波电感 5.2 mH； 滤波电容 0.47 μ F。 图 5 示出半载和满载时电网电压与进网电流波形 。 图 6 示出输入功率由轻载到满载时的变换器效率 、 进网电流畸变率以及进网电流功率因数曲线 。 可见反激型电流源高频环节光伏并网逆变器最高效率达到 85.4%，欧洲效率达到 83.4%，进网电流可以很好地跟踪电网电压波形， 重载下可实现接近 1 的入网功率因数 。4 结 论详细分析了反激型电流源高频环节并网逆变器的各工作模态和电压 、 电流关系， 给出了关键参数的设计方法， 并研制了实验样机 。 实验结果表明该逆变器结构简单 、 控制简便， 应用于小功率并网场合能实现较高的效率和较好的并网电流质量 。参考文献[1] S B Kjaer， J K Pedersen， Frede Blaadjerg.A Review of Sin-gle-phase Grid-connected Inverters for Photovoltaic Mod -ules[J].IEEE Trans. on IA， 2005， 41（ 5） ： 1292-1306.[2] R H Wills ， F E Hall， J S Strong， et al.The AC 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