一种交错并联型三电平双降压式全桥光伏并网逆变器

第 34 卷 第 21 期 中 国 电 机 工 程 学 报 Vol.34 No.21 Jul.25, 2014 2014 年 7 月 25 日 Proceedings of the CSEE ?2014 Chin.Soc.for Elec.Eng. 3397 DOI ： 10.13334/j.0258-8013.pcsee.2014.21.001 文章编号： 0258-8013 (2014) 21-3397-08 中图分类号： TM 464 一种交错并联型三电平双降压式全桥光伏并网逆变器洪峰，万运强，赵鑫，刘周成，王成华(南京航空航天大学电子信息工程学院，江苏省 南京市 210016) A Novel Interleaved Dual-Buck Full-bridge Three-level Photovoltaic Grid Inverter HONG Feng, WAN Yunqiang, ZHAO Xin, LIU Zhoucheng, WANG Chenghua (College of Electronic and Information Engineering, Nanjing University of Aeronautics and Astronautics, Nanjing 210016, Jiangsu Province, China) ABSTRACT: A novel interleaved dual buck full bridge three-level photovoltaic grid inverter was proposed in this paper. It retained the characteristics of high conversion efficiency and low switching losses in dual buck full bridge three-level inverter. And with the introduction of interleaving parallel technology, the power density of the system was improved while the electric stress and thermal stress of power devices were reduced, and the output current ripple of the inverter was also lowered significantly and its frequency was doubled without increasing the switching frequency of the power switches, which made the total harmonic distortion of the grid-connected current lower. The interleaved inverting circuits sharing two power frequency switches was proposed, which not only reduced the complexity of control and improved the stability and reliability of the system, but also made the system easier to extend. The working principle of this system was then introduced in detail and a 2 kW experimental prototype has been produced. The test results verify the proposed ideas and the excellent performance of IDBFBTLPGI. KEY WORDS: full-bridge photovoltaic grid inverter; three-level; low current ripple; interleaving; high conversion efficiency 摘要： 提出一种新颖的交错并联型三电平双降压式全桥光伏并网逆变器。保留了三电平双降压式全桥逆变器转换效率高、 开关损耗低等优点， 交错并联技术的引入， 不仅使得逆变器输出电流纹波在不提高功率管开关频率的情况下进一步减小且频率增加一倍，从而减小了并网电流的总谐波失基金项目： 国家自然科学基金项目 (50907033)； 江苏省科技支撑计划资助项目 (BE2012170)。Project Supported by National Natural Science Foundation of China (50907033); Project Supported by Jiangsu Province Science & Technology Pillar Program (BE2012170). 真， 而且提高了系统的功率密度， 降低了功率器件的电应力和热应力。提出交错并联的两路逆变共用两个工频开关管，弱化了控制的复杂性， 提高了系统的稳定性和可靠性， 且使得系统更易扩展。 详细分析逆变器的工作原理， 设计试制一台 2 kW 原理样机，实验结果验证了原理的正确性及系统的性能优势。关键词： 全桥光伏并网逆变器； 三电平； 低纹波； 交错并联；高效率0 引言目前光伏并网系统中对逆变器功率等级和并网电流质量的要求越来越高，传统逆变器通常采用两电平脉宽调制的全桥拓扑与单电感 L 输出滤波器相结合的方案，然而随着系统功率等级的升高，受功率器件开关损耗的限制，系统开关频率必须减小，大功率逆变器无法避免使用大滤波电感，而大电感的使用会降低系统的动态响应、增大损耗。现常用的 LCL 滤波器能够更好地抑制电流高频分量，可实现在电感值较单电感 L 滤波器小得多的情况下达到相同的滤波效果，但其存在三阶系统，易引起输出振荡的特性，系统稳定性低，而且大电容的使用会降低系统功率因数，增大输出电流总谐波失真(total harmonic distortion ， THD) [1-3] 。因此，如何兼顾并网逆变器功率等级提升、系统转换效率、可靠性以及输出并网电流 THD 、 纹波在光伏逆变系统中尤为重要 [4-5] 。传统集中式结构光伏逆变系统中将各组光伏阵列输出接入一个集中式逆变器，易于扩容，增大了逆变器的功率等级，但每个光伏阵列不能有效地进3398 中 国 电 机 工 程 学 报 第 34 卷行最大功率点跟踪 (maximum power point tracking ，MPPT) ，降低了整个光伏系统的效率 [6]。组串式光伏逆变结构中将每组光伏阵列单元各集成一个独立的逆变器，且独立进行 MPPT，形成独立的逆变交流发电单元，在同等功率条件下，各逆变模块并联运行分散了系统功率，满足了系统冗余性和高功率密度的要求 [7-9] 。在上述结构的基础上，文献 [10]提出的多电平并网逆变器拓扑通过将两个两电平逆变电路并联输出接入到一个标准的三相变压器的初级绕组，最后经变压器的次级绕组直接并入电网，既实现了两个并网逆变器的并联运行，又实现了整个系统的多电平逆变，从而减小了光伏并网逆变器中交流侧的电流和电压谐波，提高了直流端的利用率以及系统的功率密度。然而此拓扑只适用于三相逆变场合，变压器的使用增加了系统的体积和成本，而且逆变电路只能两两并联，难以满足光伏系统的扩容要求。文献 [11-12] 将两个独立的桥式拓扑直接并联，通过共用一个滤波电感接入电网，简化了系统结构和控制，提高了系统的工作效率，但多个逆变模块并联扩展复杂，而且需使用大滤波电感，增大了损耗，难以满足输出电流低纹波的要求。文献 [13] 采用将多路全桥逆变器进行移相交错后并联输出方案，提出了一种全桥交错并联并网逆变器，保持了并联各逆变模块的独立性，通过并联数量和开关频率的优化，减小了输出电流纹波和电感及其他滤波器件的大小，提高了系统的动态响应，但存在桥臂直通和功率开关管体二极管反向恢复的问题，系统开关损耗大、转换效率低、可靠性差，且并联数量和开关频率的优化过程复杂。文献 [14] 通过在传统三电平逆变电路的上下功率管上各并联一个交错式工作的功率管，并在各交错并联的功率管支路上串联一个限流电感，实现了一种输出纹波电流倍频的软开关交错式三电平逆变电路，一定程度上减小了损耗，但同样存在二极管反向恢复的问题，且系统器件数目较多、控制复杂、可靠性低，不适于逆变器多模块并联场合。可见，多电平技术和逆变器交错技术是解决逆变系统功率提升与转换效率、并网电流 THD 及纹波、滤波器件间矛盾的有效途径。文献 [15] 提出的三电平双降压式全桥逆变器 (dual buck full bridge three-level inverter ， DBFBTLI) 解决了上述全桥逆变结构中桥臂直通和功率开关管体二极管反向恢复的缺陷，保留了三电平逆变结构输出电流、电压谐波含量小的优点，有助于减小滤波器尺寸，同时降低开关频率和开关损耗，提高了系统效率。文献 [16] 中提出将交错并联技术与三电平双降压式全桥逆变器相结合的思路，本文在其基础上对交错并联型三电平双降压式全桥光伏并网逆变器(interleaved dual buck full bridge three-level photovoltaic grid inverter ， IDBFBTLPGI) 展开进一步研究，通过将两路逆变交错并联输出，提高了系统的功率密度，降低了功率器件的电应力和热应力，降低了输出并网电流的总谐波失真；并对其结构进行优化，使交错并联的两逆变电路共用两个工频开关管，降低了控制的复杂度，提高了系统的稳定性和可靠性，且便于系统扩展，通用性强。1 IDBFBTLPGI 简介1.1 IDBFBTLPGI 的提出图 1 为 DBFBTLI 的电路拓扑，其中功率开关管 S3、 S4 的驱动由对电网电压采样后经过零比较得到： 当电网电压大于零时， 开关管 S4 导通， S3 截止；小于零时， S4 截止， S3 导通。该电路采用半周期工作模式， 即当输出电流为正极性半周时， 开关管 S1、续流二极管 D 1、 滤波电感 L1 构成的 Buck 电路 1 进行调制工作；负半周时，开关管 S2、续流二极管D2、 滤波电感 L2 构成的 Buck 电路 2 进行调制工作，此时 Buck 电路 1 不工作。A BS1D1 S2D2L2L1iL1 iL2iougridUdS3S4图 1 三电平双降压式全桥逆变器Fig. 1 Dual buck full bridge three-level inverter在图 1 电路的基础上，采用单极性倍频正弦脉宽调制 (sinusoidal pulse width modulation ， SPWM)方式对双 Buck 电路单元进行调制以保证输出电流波形， 以 PI 作为该逆变器的闭环控制策略， 并且使其工作在电感电流连续的模式下，克服了断续模式下电流纹波大、功率器件电流冲击大的缺陷。但其受到功率器件额定性能的约束，单个输出功率较小，难以满足光伏并网逆变系统中大电流输出、高功率密度的要求。故本文在 DBFBTLI 的基础上引入交错并联技术得到交错并联型三电平双降压式第 21 期 洪峰等：一种交错并联型三电平双降压式全桥光伏并网逆变器 3399 全桥光伏并网逆变器。具体电路如图 2 所示，图中1 为第 1 路逆变 I， 2 为第 2 逆变电路 II 。其中两逆变电路均工作在电流连续模式，一个开关周期内，第二路中的开关管 Sa、 Sb 与第一路中所对应的开关管 S1、 S2 的导通占空比相同， 但第 2 路两高频开关管的驱动均在工频周期内滞后半个开关周期，使得并联输出的纹波电流进一步减小，且在不提高功率管开关频率的情况下频率提高一倍，从而降低了并网电流的总谐波失真；两路逆变共用两个工频开关管 So、 Sp，降低了控制的复杂度，提高了系统的稳定性和可靠性，便于系统扩展；流经开关 S1、 S2、Sa、 Sb 的电流的减小，降低了开关管的通态损耗，进一步提高了该逆变器的功率等级。SaSbDaDbSoSpLa Lbi La i Lb12UiZ2iZ1A Bi L1 i L2L1 L2S1S2D1D2iougrid图 2 交错并联型三电平双降压式全桥并网逆变器Fig. 2 Interleaved dual buck full bridge three-level photovoltaic grid inverter 1.2 IDBFBTLPGI 工作状态分析电路具体工作原理和时序如图 3 所示 (以并网功率 2 kW 为例 )。Uo/V- 500t00500i o/A- 40040i Z2/A- 20020i Z1/A- 20020druodrupdruadrubdru2dru1t1t2 t3t4图 3 IDBFBTLPGI 时序图Fig. 3 Key waves of IDBFBTLPGI 该逆变器可分为 4 个阶段，共 14 个工作模态，如图 4 所示。1） t0— t1 段。电网电压 Ugrid 和输出电流 io 均大于 0，此阶段开关管 Sp 导通， So 截止，电感电流 iL2、 iLb 等于 0，iZ1 = iL1， iZ2 = iLa， io = iZ1 + iZ2，电路共包含 6 个工作模态。①工作模态 1： 如图 4(a)所示， 功率开关管 S1、Sa、 Sp 导通， S2、 Sb、 So截止， i L1、 iLa 均线性上升。②工作模态 2： 如图 4(b)所示， 开关管 S1 截止，Sa、 Sp 导通， iL1 通过功率二极管 D1 续流，线性下降， iLa 线性上升。③工作模态 3： 如图 4(c)所示， 开关管 Sa截止，S1、 Sp 导通， iLa 通过功率二极管 Da 续流，线性下降， iL1 线性上升。④工作模态 4：如图 4(d)所示，开关管 Sa、 S1截止， Sp 导通， iL1 通过功率二极管 D1 续流，线性下降， iLa 通过功率二极管 Da 续流，线性下降。SaSbDaDbSoSpLa LbiLa iLb12UiZ1iZ2iL1 iL2L1 L2S1S2D 1D2ioUgrid(a) 模态 1 SaSbDaDbSoSpLa LbiLa iLb12UiZ1iZ2iL1 iL2L 1 L2S1S2D1D2ioUgrid(b) 模态 2 SaSbDaDbSoSpLa LbiLa iLb12UiZ1iZ2iL1 iL2L1 L2S1S2D 1D2ioUgrid(c) 模态 3 SaSbDaDbSoSpLa LbiLa iLb12UiZ1iZ2iL1 iL2L 1 L2S1S2D1D2ioUgrid(d) 模态 4 SaSbDaDbSoSpLa LbiLa iLb12UiZ1iZ2iL1 iL2L1 L2S1S2D 1D2ioUgrid(e) 模态 5 SaSbDaDbSoSpLa LbiLa iLb12UiZ1iZ2iL1 iL2L 1 L2S1S2D1D2ioCfuo(f) 模态 6 SaSbDaDbSoSpLa LbiLa iLb12UiZ1iZ2iL1 iL2L1 L2S1S2D 1D2ioUgrid(g) 模态 7 SaSbDaDbSoSpLa LbiLa iLb12UiZ1iZ2iL1 iL2L 1 L2S1S2D1D2ioUgrid(h) 模态 8 3400 中 国 电 机 工 程 学 报 第 34 卷SaSbDaDbSoSpLa LbiLa iLb12UiZ1iZ2iL1 iL2L1 L2S1S2D 1D2i oUgrid(i) 模态 9 SaSbDaDbSoSpLa Lbi La i Lb12UiZ1iZ2i L1 i L2L1 L2S1S2D1D2ioU grid(j) 模态 10 SaSbDaDbSoSpLa LbiLa iLb12UiZ1iZ2iL1 iL2L1 L2S1S2D 1D2i oUgrid(k) 模态 11 SaSbDaDbSoSpLa Lbi La i Lb12UiZ1iZ2i L1 i L2L1 L2S1S2D1D2i oCfuo(l) 模态 12 图 4 IDBFBTLPGI 工作模态Fig. 4 Working models of IDBFBTLPGI 2） t1— t2 段。该时间段为开关管 So、 Sp 的开关死区时间， Sp关断， So 尚未开通，电网电压 U grid 和输出电流 io由正变负， t1 时刻电感电流 iL1、 iLa 仍然大于 0，电路共有两个模态。①工作模态 5： 如图 4(e)所示， 功率开关管 S1、Sa、 Sp、 S2、 Sb、 So 均截止， Ugrid > 0， iL1 > 0， i La > 0，iL1 通过功率二极管 D1 续流，线性下降， iLa 通过功率二极管 Da 续流，线性下降，输出电流 io 通过 So的体二极管继续下降。②工作模态 6：如图 4(f) 所示，功率开关管 S1、Sa、 Sp、 S2、 Sb、 So 均截止， U grid > 0， iL1、 iLa 均降为 0，死区中这个时刻电路暂不工作。t2— t4 段为 U grid 0 的半周，即之前的 t0— t2 段对称，在此不再赘述。2 对 IDBFBTLPGI 的简单分析2.1 IDBFBTLPGI 的控制分析图 5 为 IDBFBTLPGI 的控制框图。 图中， 工频开关管 So、 Sp 采用开环控制， 电网电压正半周期时，开关管 So 导通， Sp 截止；负半周期时，开关管 Sp导通， So 截止。 所有双 Buck 电路单元均采用 PWM调制， 以保证输出并网电流波形。 单极性 SPWM 调制方案已成功应用于单相三电平逆变器中，能够有效提高逆变电路输出电压及电源电流谐波的性能 [17] ，故本文双 Buck 电路单元采用单极性倍频SPWM 调制方案。 具体控制过程如下： 通过对电网电压进行采样，经锁相环锁相后得到电流环基准igref，光伏阵列 I、 II 完成 MPPT 后分别与之处理得到逆变电路 I 、 II 的并网电流基准，两基准与各自输出电流完成 PI 处理后进行单极性倍频 SPWM 调制，其中逆变电路 I、 II 的三角载波相位相差 90° ，调制输出经过相应的逻辑处理后，得到交错并联的两逆变电路的驱动信号，最终实现逆变电路 I 与逆变电路 II 的交错并联工作。S1S2drv1SpSo死区生成drv2drvpdrvoSaSbdrvadrvbdvodvpdvodvpdvodvp电流环 PI 调节器单极性倍频 SPWM 调制单极性倍频 SPWM 调制驱动电路驱动电路驱动电路驱动电路驱动电路驱动电路死区生成过零比较器+-过零比较器+-电流环 PI 调节器逆变电路 I 电流 i Z1 检测逆变电路 I电流基准逆变电路 II电流基准光伏阵列I MPPT逆变电路 II 电流 i Z2 检测光伏阵列II MPPT电网锁相同步基准igref图 5 IDBFBTLPGI 控制框图Fig. 5 Control method of IDBFBTLPGI 2.2 电感参数计算单极性倍频 SPWM 调制方案中的输出电感不仅滤除功率器件开关过程中产生的高频电流成分，而且有效抑制输出电流的波动。因此其电感量的选取直接关系到系统的工作性能。以逆变电路 I 为例阐述电感参数的选取。当电网电压处于正半周期时，并网电流 io = i L1，电感 L1的电流和电压有如下关系L1L1 1d( )diu t Lt= (1) 式中 uL1 (t)为电感 L1 两端电压，电网电压处于峰值时，输出并网电流纹波最大，记此时刻为 tm，则有L1 mL11( )u t DTiLΔ = (2) L1 m d grid max( )u t U U= - (3) 式中： T 为高频开关周期； D 为开关周期内的占空比。由电感伏秒平衡原则得d grid max grid max( ) (1 )U U DT U D T- = - (4) 第 21 期 洪峰等：一种交错并联型三电平双降压式全桥光伏并网逆变器 3401 由式 (2) — (4)得d grid max grid max1L1 d( )U U U TLi U-=Δ (5) 系统母线电压 U d = 380 V ，电网电压峰值grid max 2 220 311VU = × = ，开关频率 f 为 60 kHz，单路逆变额定输出功率 1 kW ， 因此算得额定输出电流峰值纹波电流 L1max (1 000/220) 2 6.427 2 Ai = × = ，实际并网电流纹波需保证 Δ i L1 0.732 mH 。综合系统体积和成本的考虑， 最终选取 L1 = 1 mH 。 系统其他电感参数选取选方法与之类似，在此不再赘述。2.3 输出电流纹波分析逆变器稳定工作的第 N 个高频开关周期中， 电网电流正半周期内两交错并联逆变电路的电流和系统输出并网总电流理论分析波形如图 6 所示。iLai L1druadru1io Δi oΔiL1ΔiLat0 t1 t2 t3 t4图 6 IDBFBTLPGI 输出电流纹波分析Fig. 6 Analysis of the output current ripple 此时， 电感电流 iL2、 iLb 等于 0， iZ1 = iL1， iZ2 = iLa，io = i Z1 + iZ2，该开关周期包括 t0— t4 4 个时间段，记输出电网电流的纹波为 Δ io，峰值电流下降时间为t0— t1 时间段记为 Δ Toff，该时间段内电感 L1、 Lb 的电流纹波分别为 Δ iL1、 Δ iLa，图示电流 iL1 在该开关周期内下降的时间为 Δ Toff，电流纹波为grid NL11cos( )(1 ( ))U t D N Ti Lω -Δ = (6) 式中 D(N)为该开关周期内的占空比， 而在此时间段内电流 iLa 在 Δ Toff 中仍然线性上升，电流纹波为d grid NLaa[ cos( )](1 ( ))U U t D N TiLω- -Δ = (7) 由图 6 可得off (1 ( ))T D N TΔ = - (8) 且交错并联输出总电流的纹波与 Δ iL1、 Δ iLa 有如下关系：o L1 Lai i iΔ = Δ - Δ (9) 由式 (6) — (9)可得grid N d offo[2 cos( ) ]U t U TiLω - ΔΔ = (10) 可见，交错并联后输出总电流的纹波为两逆变电路输出电流纹波之差，其输出纹波电流的频率提高了一倍，且当占空比 D(N)为 0.5 时， Δ io 为最小值零。2.4 输出电流谐波分析本文采用单极性倍频 SPWM 调制方案，系统开关频率为高频三角波频率的两倍，即 f = 60 kHz。高频三角载波与工频频率比值 N = fc/fr = 600，即在半个工频周期内有 N = 600 个脉波电压。 逆变电路 I 、II 的输出 SPWM 电压均是一个多脉波、 对称的交流电压，且是一个半波对称的奇函数 [18] 。设各个脉波电压的起始和终止相位角为 δ 1、 δ 2； δ 3、 δ 4； ???；δ 1119、 δ 1200，因此逆变电路 I 的输出 SPWM 电压为1( )1,3,5,sin( )t nnU b n tω ω∞= ???= ∑ (11) 式中2d d 102 599 6004 4sin( )d( ) [cos( )cos( ) cos( ) cos( )]nb U n t t U nnn n nω ω δδ δ δπ= = -π π+ + -∫“ (12) 1( ) d 1 21,3,5,599 6004 1 [cos( ) cos( )cos( ) cos( )]sin( )tnU U n nnn n n tω δ δδ δ ω∞== - + +π-∑““(13) 逆变电路 I 的输出电流为Z1( ) 1 grid1 ( ( ) ( ))d( )ti U t U t tLω ω ω ω= -∫ (14) 由于逆变电路 I、 II 的三角载波相位相差 90° ，因此半个工频周期内两逆变电路输出的多脉波相角相差 π fr/(2fc) = π /1 200，同理逆变电路 II 输出SPWM 电压为2( ) 11,3,5,2 5996004 1 {cos[ ( )]1 200cos[ ( )] cos[ ( )]1 200 1 200cos[ ( ]}sin( )1200t dnU U nnn nn n tω δδ δδ ω∞=π= - -ππ π- + + - -π-∑““(15) 逆变电路 I 的输出电流为Z2( ) 2 grid1 ( ( ) ( ))d( )ti U t U t tLω ω ω ω= -∫ (16) 逆变电路 I、 II 交错输出的总电流为3402 中 国 电 机 工 程 学 报 第 34 卷o( ) Z1( ) Z2( ) 1 grid1 ( ( ) ( ))d( )t t ti i i U t U t tLω ω ω ω ω ω= + = - +∫2 grid1 2 grid1 ( ( ) ( ))d( )1 ( ( ) ( ) 2 ( ))d( )U t U t tLU t U t U t tLω ω ωω ω ω ω- =+ -∫∫ (17) 图 7、 8 为同等条件下交错并联型三电平双降压式全桥光伏并网逆变器与三电平双降压式全桥逆变器输出并网电流的频谱图。可以看出，三电平双降压式全桥逆变器并网输出电流频谱中幅值较大的谐波主要集中在开关频率整数倍即 nf 及其附近，交错并联型三电平双降压式全桥光伏并网逆变器由于逆变电路 I、 II 电流交错输出，其输出纹波电流频率增加了一倍，频谱中幅值较大的谐波主要集中在开关频率偶数倍即 2nf 及其附近的谐波，随着 n 值的增大，图 7 中频率为 2nf 的谐波幅值明显小于图 8 中相对应的频率为 nf 的谐波幅值， 且前者谐波含量小于后者。而谐波幅值、谐波含量越大，其输出并网电流 THD 越大、 对滤波器要求越高 [19] 。因此，交错并联型三电平双降压式全桥光伏并网逆变器能够有效降低并网电流的 THD ， 并且有利于滤波器的设计。f /kHz An0.000 0.050.150.10240 480120 360 图 7 IDBFBTLPGI 输出并网电流频谱分析Fig. 7 Spectrum analysis of output current in IDBFBTLPGI f /kHz An0.000 0.050.150.10240 480120 360 图 8 DBFBTLI 输出并网电流频谱分析Fig. 8 Spectrum analysis of output current in DBFBTLI 3 实验结果IDBFBTLPGI 原理样机的参数如下： 主电路功率开关管采用 FGL35N120FTD 、功率二极管采用DSEI60-06A 、 输出滤波电感 La = Lb = L1 = L2 = 1 mH，输入母线电压为 U d = 380V、输出单相并网电压为ugrid = 220 VAC/50 Hz。交错输出额定功率为 2 kW 。图 9 为交错并联型三电平双降压式全桥并网逆变器并网波形：两逆变电路输出电流 iZ1、 iZ2 交错并联后， 逆变器输出并网总电流 io 与电网电压同频同相。图 10 为逆变电路 I 实验波形，其中 iL2、 uB分别为该逆变电路中电感 L2 上电流和桥臂 B 点的电压，可以看出：当电网电压为正半周时， iL2 = 0，uB = ugrid； 当电网电压为负半周时， iZ1 = iL2， 此时桥臂 B 点输出为相应调制的 SPWM 波。图 11 为逆变电路 I、 II 输出电流交错实验波形，与理论分析一致，单路输出纹波电流的频率与开关频率一致， 为 60 kHz ， 两路电流交错后输出纹波电流的频率增加了一倍，且电流纹波进一步减小。t (10 ms/格 ) ugridi Z1,i Z2(10A/格)ugrid(400V/格)i o(25A/格)ioi Z2i Z1图 9 交错并联型三电平双降压式全桥并网逆变器实验波形Fig. 9 Experiment waveforms of IDBFBTLPGI uB(400V/格)t (10 ms/格 ) iL2i Z1,iL2(5A/格)uBi Z1图 10 逆变电路 I 实验波形Fig. 10 Experiment waveforms of inverter I i Z1,iZ2(2A/格)t (10 μ s/格 ) i Z2i o(5A/格)ioi Z1图 11 逆变电路 I 、 II 输出电流交错实验波形Fig. 11 Experiment waveforms of output current interleaving by inverter I and II 图 12 为交错并联型三电平双降压式全桥并网第 21 期 洪峰等：一种交错并联型三电平双降压式全桥光伏并网逆变器 3403 逆变器效率曲线图，输出功率为 2 kW 时，系统最高效率高达 98.67%，根据文献 [20] 中提出的逆变器损耗分析与计算的方法， 该逆变器具体损耗如图 13所 示 ， 铁 损 (PFe) 和 铜 损 (PCu) 只 占 整 个 损 耗 的17.184%，逆变器的损耗主要集中在功率开关管和二极管的通态损耗 (PScon、 PDcon)及其开关损耗 (PSon、PSoff 、 PDon、 PDoff)上。此时同等条件下，交错并联型三电平双降压式全桥并网逆变器与单路三电平双降压式全桥逆变器输出电流 THD 对比曲线如图 14 所示，交错并联型三电平双降压式全桥并网逆变器输出纹波电流的减小和倍频于开关频率的提升，使得其输出电流 THD 较单路三电平双降压式全桥逆变器进一步减小。Po/kW 效率/%930.0 9597991.0 2.0 2.50.5 1.5 图 12 效率曲线Fig. 12 Efficiency of IDBFBTLPGI Pson19.120% PDoff3.683%PSoff14.793%PDon7.727% PScon20.103% PDcon17.390% Phyc7.231% PCu9.953% 图 13 损耗组成Fig. 13 Forms of losses Po/kW THD0.00.0 0.10.20.31.0 2.0 2.50.5 1.5 IDBFBTPGLI DBFBTLI 图 14 THD 对比曲线Fig. 14 Comparison of THD 4 结论本文提出一种新型交错并联型三电平双降压式全桥光伏并网逆变器，分析了该电路的详细工作过程并对其进行了仿真和实验验证。由上述理论分析和原理样机实验结果可知，本文提出的拓扑具有以下优点：1）逆变电路 I、 II 的交错并联输出提高了系统的功率密度，降低了功率器件的电应力和热应力，且输出纹波电流进一步降低，且在不提高功率管开关频率的情况下频率增加一倍，进而减小了输出并网电流的总谐波失真。2）继承了三电平双降压式全桥逆变器转换效率高、无桥臂直通、无功率开关管体二极管反向恢复问题等优点。3）交错并联的逆变电路 I、 II 共用两个工频开关管，降低了控制的复杂度，提高了系统的稳定性和可靠性，同时使得系统更易扩展，通用性强。该逆变器有效地解决了逆变器的功率等级提升与系统转换效率、纹波、滤波器件间的矛盾，可在多路输入源的逆变系统中作进一步的研究与应用。参考文献[1] Dannehl J， Fuchs F W， Hansen S． Investigation of active damping approaches for PI-based current control of grid-connected pulse width modulation converters with 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