双反激式微逆变器系统的控制策略与设计

双反激式微逆变器系统的控制策略与设计刘正平 袁 李伟凯 袁 程帅鹏（华东交通大学机电工程学院， 江西 南昌 330013）摘 要 院 针对单级反激式光伏并网微逆变器开关损耗大以及容易产生高频电压尖峰的问题 袁 研究双级反激式有源钳位变换器 遥 采用有源钳位电路 袁 使逆变器在吸收漏感磁能的同时实现零电压开通 遥 为减小输出电流纹波 袁 双反激管通过正弦脉宽调制实现交错导通工作模式 曰 并根据双反激变化器负载可能出现不平衡 袁 建立微逆变系统等效数学模型和等效电路 袁 推导硬件设计参数和计算公式 遥 最后通过软件仿真与样机实验的对比 袁 验证双反激式逆变器控制原理和元器件设计选择的正确性 遥关键词 院 光伏并网 曰 交错反激 曰 有源钳位 曰 数学建模文献标志码 院 A 文章编号 院 1674-5124 渊 2015冤 11-0073-05Control strategy and design of grid-connected microinverter based oninterleaved flyback structureLIU Zhengping， LI Weikai， CHENG Shuaipeng（ School of Mechatronics Engineering， East China Jiaotong University， Nanchang 330013， China）Abstract: An interleaved flyback active clamp converter has been developed to solve the largeswitching loss and high-frequency voltage spike of single-stage flyback grid-connectedmicroinverters. This converter can absorb leakage magnetic and realize zero-voltage switching at thesame time. The working mode of interleaved conduction was achieved through pulse widthmodulation to lessen output current ripples. As the load of the converter may be unbalanced， anequivalent mathematical model and equivalent circuit for microinverter system are established todeduce the design parameters and calculation formula of hardware circuit. In the end， the controlprinciple and components of the interleaved flyback active clamp converter were verified correct bycomparing software emulation with prototype experiment.Keywords: photovoltaic grid-connected ； interleaved flyback ； active clamp circuit ； mathematicmodeling收稿日期 院 2015-02-20 曰 收到修改稿日期 院 2015-04-02基金项目 院 江西省教育厅科学技术研究项目 渊 07131143 冤作者简介 ： 刘正平 渊 1963- 冤袁 男 袁 湖南桃江县人 袁 教授 袁 硕士 袁 研究方向为信号分析与故障诊断 遥0 引 言太阳能光伏发电是新能源产业中的主流发展方向之一 遥 组串式光伏发电通过电池板串并联方式 袁 可以有效提高转换效率 袁 适合日照条件好的电站系统 遥但外界环境影响下 袁 光伏阵列会因为电池板表面的光照强度变化发生故障 袁 导致转换效率降低 遥 为了使光电转换效率最大化 袁 应当使光伏电池在有外界影响的环境下工作在最大功率点的位置 [1]遥 并网微逆变系统不同于集中式和组串式系统的架构 袁 微逆变系统为每个光伏组件配置了在最大功率点位置工作的中国测试CHINA MEASUREMENT & TESTVol.41 No.11November， 2015第 41 卷第 11 期2015 年 11 月doi院 10.11857/j.issn.1674-5124.2015.11.017中国测试 2015 年 11 月逆变器 袁 直接将单个光伏组件输出的直流电逆变成交流电再接入电网 遥 这种方式提高了光伏系统的发电量以及发电效率 袁 克服了单个光伏阵列无法进行最大功率点跟踪的弊端 袁 并且微逆变器的模块化设计使得系统的应用场合更加多元化 袁 系统的扩展应用更加方便 遥文献 [2-4] 探索了多种微逆变器控制电路结构 袁其中反激式拓扑结构可以实现初次级电气隔离 袁 且电路结构简单 尧 电压调节范围宽 遥 本文研究的双反激有源钳位微逆变器 袁 可以有效减小开关管关断时产生的电压尖峰 遥 引入数字控制逆变器的钳位电路 袁 可以吸收漏感磁能并且使主开关零电压开通 袁 降低开关损耗 遥1 双反激式微逆变器系统控制原理 图 1 为双反激 型并网微逆 变器控制原 理图 袁输入为光伏组件 遥 该系统包括双路反激逆变器 尧 有源钳位电路 尧 可控硅全桥逆变电路和网侧 LC 高频滤波电路 遥 本系统中双路反激变换器采用输入输出并联 袁 双路主开关管工作相位相差 180毅 的交错导通模式 遥 有源钳位电路可实现高频斩波 袁 消除漏感磁能 遥 可控硅全桥逆变电路将初级馒头波电流转换为正弦波电流 袁 最后通过高频滤波产生的电流与市电网同步 遥控制系统的工作原理 院在一个高频开关周期内 袁 主开关管闭合 袁 辅助开关管关断时 袁 输出二极管截止 袁 原边电流线性增大 袁变压器初级线圈充能 遥 当主开关管关断 袁 辅助开关管闭合时 袁 钳位电路吸收漏感磁能 袁 抑制尖峰电压 遥 次级二极管导通给输出电容充电 袁 副边释放能量 遥并网接入 200 V袁 直流端输入 35 V 时 袁 0.5A 入网电流下的单路和两路并联交错反激变换器的输出波形对比如图 2 所示 遥 图 2渊 a冤中单路反激的谐波失真为 6.7%袁 图 2渊 b冤双路交错反激谐波失真为 4.5%遥 经验证 袁 在相同输出条件下 袁 双路交错反激变换器的高频纹波小 袁 入网电流质量更高 遥2 有源钳位逆变器的控制策略分析 有源钳位电路本质上是一种无损耗缓冲器 袁 钳位电容可以消除漏感尖峰并存储漏感能量 遥 正确控制主开关和辅助开关的占空比可以降低开关损耗 [5-7] 遥 以单管反激变化器为例 袁 分析有源钳位逆变器的工作原理 袁 图 3 为单管钳位控制器的拓扑结构 遥 Sm是主功率开关管 袁Sa为辅助开关管 袁Lr是变压器原边漏感 袁Lm为变压器初级激励电感 袁Cc是钳位电容 遥图 4 为系统的工作状态图 遥双路钳位电路控制原理如下所述 院1 冤模态 1[t0袁 t1] 遥在 Sm闭合时 Sa关断 袁 Vin直接接入变压器初级 袁 原边电流线性增加 袁Lr和 Lm存储能量 遥+-**DRV0IrN颐1LmLrIL rIL m+ -+-V ds_SaCCVCI CV inSaSmI SCr+-Vds_Sm图 3 单管钳位反激逆变电路图 1 双路反激式有源钳位变换器控制结构UgridL2L1S5S3S6S4D2D1S1S2CdcUin光伏组件图 2 双路反激和单路反激的同相电压电流波形34IgridUgridt/ 渊5ms/格 冤渊 b 冤双路并联交错反激渊 a 冤单管反激IgridUgridt/ 渊5ms/格 冤3474第 41 卷第 11 期模态 1咱 t0袁 t1暂+-**DRV 0IrN颐1L mLrI LrI Lm+ -+-V ds_SaCCV CICVinSaSmISCr+-Vds_Sm模态 2咱 t1袁 t2暂+-**DRV 0IrN颐1LmLrI LrIL m+ -+-Vds_SaCCV CICVinSaSmISCr+-V ds_Sm模态 3咱 t2袁 t3暂+-**DRV 0IrN颐1L mLrI LrI Lm+ -+-V ds_SaCCV CICVinSaSmISCr+-Vds_Sm模态 5咱 t4袁 t5暂+-**DRV 0IrN颐1L mLrI LrI Lm+-+-V ds_SaCCV CICVinSaSmISCr+-Vds_Sm模态 4咱 t3袁 t4暂+-**DRV0IrN颐1LmL rILrILm+-+-Vds_SaCCV CI CV inSaSmISCr+-V ds_Sm模态 6咱 t5袁 t6暂+-**DRV0I rN颐1LmLrILrILm+ -+-Vds_SaCCV CI CV inSaSmI SCr+-V ds_Sm模态 7咱 t6袁 t7暂+-**DRV 0IrN颐1L mLrI LrI Lm+ -+-V ds_SaCCV CICVinSaSmISCr+-Vds_Sm图 4 系统的工作状态图2 冤模态 2[t1袁 t2] 遥在 t1时刻 Sm关断 袁Lr和 Cr谐振 袁t2时刻主功率开关管电压线性上升至 Vin+Vc遥3 冤模态 3[t 2袁 t3] 遥Sa上并联的二极管导通 遥 由于 Cc远大于 Cr尧L m尧C c谐振 袁Cc开始充电 袁 消除尖峰电压 遥 Ic从峰值处下降 袁 初级线圈原边电压也开始线性下降 遥4 冤模态 4[t3袁 t4] 遥 t3 时刻 DR 导通 袁 变压器原边电压被钳位在 - NV0袁L r和 Cc继续谐振 袁 Ic继续下降 遥5 冤模态 5[t4袁 t5] 遥 t4时刻变压器初级线圈电压反刘正平等： 双反激式微逆变器系统的控制策略与设计 75中国测试 2015 年 11 月向钳位 袁Cc开始释放能量 遥 变压器反向励磁 袁 Ic电流反向 袁 在 Ic反向之前开通 Sa可实现零电压开通 袁 ILr受 Lr的影响呈现正弦规律变化 遥 直至 ILr减小到零 袁副边 DR实现零电流关断 遥6 冤模态 6[t5袁 t6] 遥t5时刻 Sa关断 袁Lr和 Lm与 Cr进行谐振 遥Cr因为反向励磁开始释放能量 袁 t6时刻 Cr放完电 遥7 冤模态 7[t6袁 t7] 遥Sm的体二极管优先导通 袁Sm在励磁电流回零之前闭合 袁 实现零电压开通 袁 完成一个控制周期 遥3 系统参数设计 当光伏电池受外界环境的影响时 袁 接入逆变器的输入电压会在一定的范围内变化 袁 反激逆变器需要将波动范围内的光伏输入电压逆变为整流的高电压 遥 为了将正弦电流馈送到电网 袁 整流输出的瞬时电压应该大于电网的瞬时电压 [8]遥3.1 反激变压器设计反激变压器实际是一种动态电路元件 袁 兼具存储能量 尧 改变电压 尧 传递能量的作用 遥 铁氧体材料有频率响应高 尧 阻抗高 尧 响应频率范围宽 尧 转换损耗低的特点 [9-10]遥 变压器设计材料采用铁氧体 袁 设计的基础方法是面积乘积法 袁 设计要求是能将最小输入电压提升至电网峰值电压 遥 样机的具体参数如下 院 光伏电 压 输 入 范 围 25耀 45V尧 整 流 输 出 的 电 压 范 围140 耀 240V/50 Hz 尧最大输出功率 210 W 尧 开关频率172 kHz 遥变压器的磁芯设计应考虑到材料的频率 尧最大磁通密度 尧 磁芯损耗 遥 相关材料因数如表 1 所示 遥磁芯损耗密度通常选择为 250 mW/cm3袁 因为磁通密度接近饱和时 袁 磁芯在此频率下会产生过大的温升 袁 所以计算出的最大磁通密度必须限制在饱和密度的一半 遥 最大磁通密度的计算方法如下式所示 院Bmax=Pla窑 f1 000蓸 蔀c晌尚上上上上上上上上裳捎梢梢梢梢梢梢梢梢1d=1500.036窑 172 0001 000蓸 蔀1.64晌尚上上上上上上上上裳捎梢梢梢梢梢梢梢梢12.68=960 G 渊 1 冤其中 Pl=a窑 fc窑 Bdmax 袁 Pl使用的参考因数见表 1遥采用面积乘积法计算得到磁芯的正确尺寸 袁 该方法由磁链公式推导得出 袁 表示磁芯的功率处理能力 袁如下式所示 院WaAc = 108窑 PomaxKt窑 驻 B窑 f窑 J =108伊 1900.254 伊 960 伊 172000 伊 400=1.15 cm4渊 2 冤式中 院 J要要要 绕组电流密度的估计值 袁 约为 400A/cm 2曰Pomax要要要 最大输出功率 袁 为 190W 曰驻 B 要要要 Bmax 磁芯激励 遥选定磁芯的面积乘积必须大于计算值 袁 使用下式可计算变压器初级线圈匝数 院Np= 108窑 Vinmin窑 1f蓸 蔀窑 Dmax驻 B窑 Ac =108伊 25 伊1172 000蓸 蔀960 伊 1.68抑5 渊 3 冤市电峰值电压是 370 V袁 逆变器输入最小电压为25 V 遥 以最大占空比为 60%的 PWM 工作模式 遥 反激转换器的输入电压与输出电压之间的关系由下式表达 院Vrectified = Vinmin窑 N窑 Dutymax渊 1- Dutymax冤 渊 4 冤式中 院 Vrectified 要要要 逆变器输出电压 袁 取最大值 370V 曰Vinmin 要要要 最小输出电压 袁 取 25 V 曰N 要要要 变压器匝数比 曰Dutymax要要要 最大占空比 袁 取 0.6 遥可解的匝数比 N =11袁 次级匝数 Ns= Np窑 N =5 伊11=55 遥3.2 钳位电容设计根据钳位电路控制原理 袁 要满足主开关管的零电压开通 袁Lr的储能应大于 Cr储存的能量 遥 一般把钳位电容上的电压脉动控制在 5%~10%袁 这时钳位电容上的电压变化范围小 袁 可以当作恒定值 遥 根据下式计算钳位电容大小 院Cc 逸I LkTa2Vc窑 ripple % 渊 5 冤式中 院 IL k要要 在满载条件下最大占空比处的电流峰值 曰Ta要要要 辅助开关管闭合时间间断值 遥漏感和钳位电容的谐振周期应该要远大于辅助开关管闭合时间 袁 一般至少大 5 倍 袁 所以可得下式 院材料 频率 a 段 b段 c段N87 袁 R袁 35G袁 3C90f臆 100kHz 0.074 1.43 2.85100 kHz 臆f 臆 500kHz 0.036 1.64 2.68f逸 500kHz 0.014 1.84 2.28N72 袁 45G袁 P袁 3C85f臆 100kHz 0.158 1.36 2.86100 kHz 臆f 臆 500kHz 0.043 1.63 2.62f逸 500kHz 7.36 伊 10-7 3.47 2.54N41 袁 3C81袁 25G袁 Ff臆 10kHz 0.790 1.06 2.8510 kHz 臆f臆 100kHz 0.071 7 1.72 2.66100 kHz 臆f 臆 500kHz 0.057 3 1.66 2.68f逸 500kHz 0.012 6 1.88 2.29表 1 磁芯材料的损耗因数76第 41 卷第 11 期渊 a 冤实验波形图31V dsV gst/ 渊 2.5 滋 s/格 冤渊 b 冤渊 a 冤图放大波形图V dsV gs31t/ 渊 2.5 滋 s/格 冤零电压开通图 6 双反激式系统开关电路实验波形图V IpVdsVgs_Sw V gs_Sa1234t/ 渊 2.5 滋 s/格 冤渊 b 冤 1 袁2通道合并波形渊 a 冤4通道波形V IpV dsV gs_SwVgs_Sat/ 渊 2.5 滋 s/格 冤1234图 5 双反激式变换器软开关电路仿真波形2 仔 L pCc姨 逸 5Ta 渊 6 冤钳位电容采用 4.7nF袁 用铁氧体磁芯绕制的线圈参数为 Lp=23 滋 H 袁线圈漏感为 0.7滋 H 遥主开关管闭合前死区时间设置 1.25 滋 s袁辅助开关管导通前的死区时间为 800 ns袁 图 5 显示有源钳位电路仿真波形 袁实现了开关管零电压开通 遥3.3 逆变器开关管设计MOSFET 相对于 IGBT 袁在轻载时有更低的导通降压以及良好的动态特性 遥 开关管选用 MOSFET袁 必须参考 MOSFET 的 4 个主要因素 院 最大击穿电压 尧 连续电流 尧 峰值电流 尧 封装热性能 [11]遥1 冤最大击穿电压 Vds遥 最大 击 穿 电 压 可 由 下式 表 达 院Vds= Vin + V reflected+ Vleakage 渊 7 冤式中 院 Vds要要要 MOSFET 漏源极的电压差值 曰Vin =45 V 要要要 输入电压 曰V reflected=370/11=34 V 要要要 变压器原边输出的反射电压 曰Vleakage要要要 变压器初级漏感峰值电压 遥在满负荷状态下峰值为 40 V袁 所以 Vds=119 V 遥2 冤连续电流 遥 反激变换器开关管通过正弦脉宽调制控制占空比 袁 其电流呈现相应的规律变化 遥 在输入电流取最小值时 袁 其最大输入电流平均值 =9A袁输入电流的最大值为 9/Dutymax=14.5 A 遥3 冤峰值电流 遥 正弦调制电流的最大值为 2姨 伊14.5 抑 20.5A 遥 MOSFET 导通时会出现峰 - 峰纹波电流 遥 通常取峰 - 峰纹波电流等于最大电流的 20%袁 可计算得流过开关管最大峰值电流为 24.6 A遥4 冤封装热性能 遥 应选用低导通电阻的 MOSFET 袁同时选取的 MOSFET 要满足开关管的开关频率 袁 栅极处的电荷总量应该低于 120nC遥基于以上 4 个因素 袁 选定漏源极最大压降为150 V 袁栅极电荷总量最大值 110 nC 袁最大导通电流为 83 A 的 IRFS4321 遥3.4 SCR 全桥逆变电路设计与损耗分析输入电压 /电流经全桥逆变电路整流后逆变为正弦规律变化的电压 /电流 遥 SCR 中并入的最大电网电压为 370V遥 全桥电路中使用的驱动管是 MOC3052袁晶闸管是 S8016N袁 其正向额定电流为 16 A袁 反向阻断电压为 800V遥SCR 中晶闸管 T1~T 4 频率工作范围 45~55 kHz袁且开关电路工作模式为零电压开通 袁 零电流关断 袁 所以开关损耗不计入 袁 只有导通损耗 遥 满载时 T1~T4的总体最大损耗约为 3.02 W袁 驱动管 MOC3052 最大损耗约为 0.37 W袁 导通损耗约为 0.15W遥 所以 SCR 全桥电路在满载时总体功率损耗为 3.64 W遥刘正平等： 双反激式微逆变器系统的控制策略与设计渊 下转第 92 页 冤77中国测试 2015 年 11 月4 结束语 为验证上述双路交错反激式系统控制的方案 袁设计了基于 DSP2812 控制的 210 W 微逆变器样机 遥图 6 为双反激软开关电路实验波形图 遥 图中 Vds表示Sm的漏源电压 袁 Vgs表示 Sm驱动电压 袁 由图 6渊 b冤可知在 Vgs驱动 Sm开通时 袁 Vds趋近于零 袁Sm满足零电压开通 遥 在 Vgs控制 Sm关断时 袁 Vds上升较慢 袁 可基本满足零电压关断 遥图 7 为光伏输入 45 V 时 袁 双路交错并联反激型微逆变器的稳态工作波形 遥 由图中可知双路交错式反激变换器输出的电流 /电压和电网电流 /电压同频 袁满足正弦规律变化 袁 实现了并网发电的功能 遥参考文献[1] 张立文 袁 张聚伟 袁 田葳 袁 等 . 太阳能光伏发电技术及其应用[J]. 应用能源技术 袁 2010 渊 3 冤院 4-8.[2] 张兴 袁 曹仁贤 . 太阳能光伏并网发电及逆变控制 [M]. 北京 院 机械工业出版社 袁 2011院 56-63.[3] Li Z 袁 Kai S 袁 Lanlan F 袁 et al. A modular grid -connected photovoltaic generation system[J]. Proceedingsof the CSEE 袁 2011 袁 31 渊 1 冤院 26-31.[4] 王璐 . 微型光伏并网逆变器研究 [D]. 南京 院 南京航空航天大学 袁 2012.[5] 陈之勃 . 反激式开关电源有源箝位的研究 [D]. 锦州 院 辽宁工业大学 袁 2014.[6] 胡望淼 袁 肖岚 袁 程德荣 . 用于微逆变器的有源箝位反激的一种控制策略 [J]. 电力电子技术 袁 2013渊 5冤院 88-90.[7] 孙孝峰 袁 顾和荣 袁 王立乔 袁 等 . 高频开关型逆变器及其并联并网技术 [M]. 北京 院 机械工业出版社 袁 2011院 97-109.[8] 李彬彬 . 微逆变器光伏并网发电系统的研究与设计 [D].哈尔滨 院 哈尔滨工业大学 袁 2012.[9] 周林 袁 冯玉 袁 郭柯 . 单相光伏并网逆变器建模与控制技术研究 [J]. 太阳能学报 袁 2012袁 33渊 3冤院 485-493.[10] 张凤阁 袁 朱仕禄 袁 殷孝雎 袁 等 . 交错反激式光伏并网微逆变器的控制器实现 [J]. 电工技术学报 袁 2013渊 5冤院 142-144.[11] Xifei C 袁 Weiqiang Z. Grid-Connected Solar MicroinverterReference Design [C] 椅 Proceedingsof 2011 InternationalConferenceon New Technology of Agricultural Engineering渊 ICAE2011 冤袁 2011 院 5.12V gridIgridt/ 渊 10ms/格 冤图 7 双路反激式系统并网发电实验波形对比参考文献[1] 王 暐 ， 王春平， 付强 . 基于梯度的自适应椒盐噪声滤波算法 [J]. 中国测试， 2013， 39（ 6） ： 28-31.[2] Pilevar A H， Saien S， Mina K， et al. A new filter toremove salt and pepper noise in color images[J]. SignalImage and Video Processing， 2015， 9（ 4） ： 779-786.[3] Gao J Y， Wang K F. Study and design of exponentialand Butterworth low-pass filters used for digital speckleinterference fringe filtering[J]. Optik ， 2013， 124（ 2013） ：6713-6717.[4] Qian K M. Two-dimensional windowed Fourier transformfor fringe pattern analysis: Principles, applications andimplementation[J]. Optics and Lasers in Engineering，2007（ 45） ： 304-317.[5] LI C C， Chen T. Localized fourier transform filter fornoise removal in electronic speckle pattern interferometrywrapped phase patterns[J]. Applied Optics， 2011， 50（ 24） ：4903-4911.[6] 王永红， 李骏睿 . 散斑干涉相位条纹图的频域滤波处理 [J].中国光学， 2014， 7（ 3） ： 389-295.[7] 蔡长青 . 散斑干涉计量关键问题研究及其应用 [D]. 广东：华南理工大学， 2013.[8] Yao S N， Collins T. Hybrid method for designing digitalbutterworth filters[J]. Computers & Electrical Engineering，2014， 38（ 4） ： 811-818.[9] 李骏睿 . 基于空间载波相移的激光散斑测量系统 [D]. 安徽： 合肥工业大学， 2014.[10] 吴文娟 . 矿区 SAR 干涉图滤波方法研究 - 以南屯煤矿为例 [D]. 江苏： 中国矿业大学， 2014.[11] 冯长江， 毛博， 薛冰 . 基于运动估计结合小波分析和运动补偿的视频去噪方法 [J]. 中国测试， 2013， 39（ 5） ： 1-5.[12] 龚胡， 石强 . 基于平均梯度的边缘保持指数的图像质量评价 [C] 椅 Proceedingsof the 2011 International Conferenceon Information, Services and Management Engineering（ ISME 22011） （ Volume3） ， 2011.渊 上接第 77 页 冤92