光伏并网逆变器的电流扰动观测控制方法研究

第 34 卷 第 33 期 中 国 电 机 工 程 学 报 Vol.34 No.33 Nov.25, 2014 2014 年 11 月 25 日 Proceedings of the CSEE ?2014 Chin.Soc.for Elec.Eng. 5811 DOI ： 10.13334/j.0258-8013.pcsee.2014.33.002 文章编号： 0258-8013 (2014) 33-5811-08 中图分类号： TM 464 光伏并网逆变器的电流扰动观测控制方法研究刘思佳 1，庄圣贤 1，陈希 2(1． 西南交通大学电气工程学院， 四川省 成都市 610031 ； 2． 中国电力科学研究院， 北京市 海淀区 100192) Research on the Control Method of Current Disturbance Observers for Photovoltaic Grid-connected Inverters LIU Sijia 1, ZHUANG Shengxian 1, CHEN Xi 2(1.School of Electrical Engineering, Southwest Jiaotong University, Chengdu 610031, Sichuan Province, China; 2. China Electric Power Research Institute, Haidian District, Beijing 100192, China) ABSTRACT: The output current quality of grid-connected inverters is affected by grid voltage disturbance or uncertainty of inverter circuit parameters. According to the disturbance observer control principle, the model of current control based on disturbance observers is established to design current disturbance observing controllers in this paper. This method makes the variation of grid voltages and DC voltages as external disturbance, and improves the anti-interference ability of current control. In addition, compensation control is involved to reduce the difference of circuit parameters when real power is changed. This method can improve the dynamic response speed of current control and decrease output current harmonics of grid-connected inverters. The results of simulations and experiments show that this method obviously restrains current harmonics caused by unbalanced grid voltages or voltage distortion, and improves the output current quality in low power conditions. When the input real power of grid-connected inverters changes rapidly, both the response speed and quality of currents are improved by this method, which can indirectly reduce the time of maximum power point tracking for photovoltaic inverters. KEY WORDS: grid-connected inverter; current disturbance observing control; anti-interference ability; compensation control; maximum power point tracking (MPPT) 摘要 ： 并网逆变器的输出电流质量易受到电网电压状态及逆变器系统参数的不确定性等因素的干扰。 根据扰动观测器控制原理， 建立电流控制的扰动观测模型， 并设计电流扰动观测控制器， 该方法将电网电压与直流侧电压变化设定为外部扰动变量， 提高电流控制对这两种扰动的抗扰动性， 同时可对输入功率变化时电路参数出现的差异性进行补偿控制， 提基金项目 ：国家自然科学基金项目 (51177137)。Project Supported by National Natural Science Foundation of China (51177137). 高电流动态响应速度并减少输出电流谐波。 仿真与实验结果表明， 该电流控制方法可有效抑制三相电网电压不平衡或畸变状态造成的电流谐波， 并改善在低输入功率状态的逆变器输出电流质量， 当输入功率发生突变时， 输出电流的响应速度与质量都得到明显提升， 同时降低了光伏逆变器的最大功率跟踪过程时间。关键词 ：并网逆变器；电流扰动观测控制；抗扰动性；补偿控制；最大功率点跟踪0 引言光伏并网发电系统作为太阳能有效利用的方式之一，已广泛应用于在大型光伏电站、分布式发电、微网等新型电网系统。但作为一种不稳定的可再生能源，系统中并网逆变器输出的交流电易产生一定量的谐波电流， 对电网的电能质量产生影响 [1-2] 。作为并网发电系统， 电网电压状态会直接影响到光伏逆变器的电流控制效果，当电网存在电压不平衡、谐波含量较多等情况时，会导致逆变器输出电流的谐波增大，这些谐波电流注入电网又会造成电网状态的进一步恶化。其次，由于受到天气、温度等自然因素影响，光伏逆变器的输入有功功率变化频繁且幅度较大，功率变化时电流控制参数会随之改变，同时逆变器电路的滤波能力也与功率状态有关，控制系统需针对这些不确定因素进行有效的实时补偿，否则也会导致电流出现谐波扰动。针对并网逆变器的输出电流控制， 文献 [3-4] 采用无差拍电流控制方法，可提高系统的动态响应速度，从而改善输出电流质量，其原理上提升了控制器对系统参数不确定性的灵敏度，但灵敏度过高会相对地降低系统稳定性。采用重复控制的电流控制方法 [5-6] ， 在保证系统稳态的同时， 通过补偿滤波器5812 中 国 电 机 工 程 学 报 第 34 卷抑制电流中的谐波，其中对补偿器的设计要求较高， 文献 [5]中采用多个低通滤波器， 文献 [6]采用有限长单位冲激响应滤波器，增加了参数设计的难度。 基于静止坐标系的比例谐振控制器 [7-8] 可实现固定频率电流参考值的零静差跟踪控制，由于单一控制器只能控制补偿某一阶次的谐波，采用多同步参考坐标系的控制结构来抑制电流谐波，其对控制系统的运算性能要求较高，同时电网电压谐波幅值的不确定性会影响电流谐波的控制效果 [9]。工程应用中并网逆变器较多采用电网电压前馈控制 [2,10-12] ，将电网电压解耦变量前馈至电流控制器输出端，可一定程度上抵消电网扰动对电流控制的影响，但整体上对谐波电流的抑制能力不足。扰动观测器控制应用于闭环系统中， 可抑制外部扰动对系统的影响，并对系统参数的不确定性进行补偿 [13-15]。本文分析逆变器并网运行时影响电流质量的多种因素，在此基础上建立逆变器电流扰动观测模型，研究设计电流扰动观测控制方法。针对光伏逆变器的最大功率点跟踪 (maximum power point tracking ， MPPT) 过程中出现的直流电压瞬时波动，在系统模型设计中加入逆变等效增益变量，提高了电流控制对直流电压变化的动态响应速度。通过仿真与并网实验证明该方法的有效性。1 光伏并网逆变器电流状态分析1.1 并网逆变器的数学模型三相电压型并网逆变器电路拓扑如图 1 所示，交流端经过变压器升压后连接至电网，逆变器系统的数学模型为gg n g gddiu K e Ri L t= + + (1) dc g ga,b,cgi S i== ∑ (2) dcpv dcddui i Ct= + (3) 式中： g=a,b,c，表示 a、 b、 c 三相； Kn 为变压器变比， K n=N1/N2； Sg 为开关管开关函数， Sg=1，上桥臂导通， Sg=0，下桥臂导通。逆变器通过控制交流侧电压 ug 来调节输出电流瞬时值 ig，理想控制状态下 ig 为稳定的正弦波，实际效果与系统环境因素及控制方法有关。 ug 与 ig的暂态关系如式 (1)所示， 若电网电压 eg 状态不稳定会直接影响到 ug 的控制效果， 导致 ig 谐波含量上升甚至出现严重的畸变。同时 ig 的控制效果还与滤波C1 +-udcua ia ib i c ub uc i pv i dcPV LR N1/N2ecebeaC图 1 三相光伏并网逆变器电路拓扑Fig. 1 Topological diagram of three-phase PV grid-connected inverter 电感 L 与电路阻抗 R 有关。逆变器的滤波电路是根据满载时的状态参数进行设计，由于电感磁芯的非线性特征，当电流值远低于额定值时， L 与 R 参数会出现明显变化。因为无法实时监测，控制参数设计时，交流电感为恒定的标称值，并忽略阻抗 R。但并网运行时输出功率的实时变化使 L 与 R 的实际值与控制系统参数存在差异性，导致电流控制出现动态跟踪误差，当逆变器有功功率远低于额定功率时，这种差异性对电流质量的影响会表现得更为明显。式 (2)为直流电流 idc 与交流电流 ig 的转换公式，当 idc 与 ig 一方状态出现变化时， 另一方也会随之改变。由式 (3)可知，直流电压 udc 恒定时， ipv 与 i dc相同，当 udc存在瞬时波动， ipv 与 idc 易出现谐波干扰，同时 ig 的谐波含量因此而上升，即逆变器直流侧电压电流状态的不稳定会影响到交流侧输出电流质量。1.2 MPPT 对电流控制的影响图 1 中所示的逆变器应用于光伏并网系统， 电路中无 DC/DC 控制环节，光伏阵列的直流电直接通过 DC/AC 环节转换为交流电，具有拓扑简单、转换效率高、功耗低等优点，但增加了对电流控制的干扰因素。并网逆变器的控制系统一般采用电压 -电流双闭环控制方式， 以电网电压基波角频率 ω e 为旋转角频率对三相电压电流做 d-q 变换，通过对电流 dq分量的独立调节来实现并网逆变器的有功、无功解耦控制。图 2 为直流电压外环与电流内环的双闭环控制原理图，图中： Gu(s)、 Gi(s)分别为电压、电流控制器； Ki 为 id 与 idc 之间转换增益， 若忽略逆变电路功耗，则 Ki=1.5Kn em/udc， em为电网相电压幅值。MPPT 算法通过调节直流电压外环的控制参数u*dc 来跟踪最大功率点 [16-18]， 当外界环境因素发生突变时，直流侧输入功率 Pdc 出现瞬态波动，导致第 33 期 刘思佳等：光伏并网逆变器的电流扰动观测控制方法研究 5813 ipv u*dc Gu(s) K i idc udc1sCidedKpwm i*d Gi(s) 1sL R+图 2 双闭环控制系统框图Fig. 2 Block diagram of double-loop control systemMPPT 过程中 udc 持续变化且幅度较大，若控制系统的响应速度无法跟踪 u*dc 的变化，直流电压控制出现动态误差，同时干扰内环的电流控制，导致电流谐波上升。直流电压的控制误差与直流电流因此而产生的谐波干扰会降低 Pdc 瞬时值计算的准确性，造成对功率点的误判， MPPT 过程会因此而变慢，同时 udc 的误差波动更为频繁。直流电压与输出电流之间的相互干扰，其严重结果可导致功率突变时 MPPT 无法准确找到实际功率点， udc 一直处于波动状态，输出电流谐波含量上升，降低了整个系统的稳定性。 可通过延长 MPPT 的信号采样周期来降低 udc 的变化频率，缓解 MPPT 过程中对电流控制的影响，但这样明显降低了功率跟踪性能。较好的选择应是提升电流控制的动态响应速度，增强其对 udc 变化的抗干扰能力。2 电流扰动观测控制方法研究2.1 电流控制的扰动观测模型控制系统中的电流控制环节如图 3(a)所示，电流 dq 分量的控制环结构相同 (图中下标 k 表示 d 或q)，当运行在单位功率因数状态， i*q=0。图中 ek 为电网电压解耦量，当电网存在电压不平衡或畸变时， ek 出现明显波动，对控制器 Gi(s)而言， ek 为系统外部扰动， 无法控制 ek 的状态， 但可通过系统内部补偿来抑制 ek 对 ik 的谐波干扰。 Kpwm 为逆变桥路等效增益，等于直流电压 udc 与调制载波电压幅值ucm 的比值， 其中 ucm 为恒定值。 由于 MPPT 控制的udc 变化频繁且范围较大，会导致 Kpwm 出现瞬时波动， 影响 Gi(s)对电流的控制效果， 当 MPPT 算法确定后， Kpwm 实时值由直流输入端功率状态决定的，eki k1sL R+i *kGi(s) Kpwm(a) 电流控制原理图e′ki*k ikGi(s) pwmKsL R+(b) 电流控制扰动观测模型图 3 电流控制环节系统框图Fig. 3 Block diagram of current control loop 对 Gi (s)而言其与电网电压一样无法预测和控制， 故将电流控制环节等效为图 3(b)所示的扰动观测模型，图中 e′k=ek/K pwm，模型将电网电压 ek 与逆变桥路等效增益 Kpwm 作为控制器 Gi(s)的外部扰动变量，通过此模型设计扰动观测控制器，可实现同时抑制电网电压与直流侧电压变化对电流控制的干扰。2.2 电流扰动观测控制器设计扰动观测器 (disturbance observer， DOB) 的结构框图如图 4 所示。图中： P(s)与 Pn(s)分别为单输入单输出的时变实际系统与它的标称模型；信号 d 为扰动变量； C(s)为闭环系统中的外部控制器； Q(s)为单位增益的低通滤波器， 并且与 Pn(s)的相对阶相同 [13] ；由于 1n ( )P s- 物理上不易实现，增加 Q(s)使传递函数 1n ( )P s- Q(s)得以实现。图中闭环系统的输出y 表示为( ) ( ) ( ) ( ) ( )yr r ydy s T s y s T s d s= + (4) 式中nn n(1 ) ( )yrP PCTP PC Q P P= + + - (5) nn n(1 )(1 ) ( )ydP P QTP PC Q P P- -=+ + - (6) d^ Q(s) P- 1(s)Q(s) yP(s) udC(s) uryrDOBn 图 4 扰动观测器系统框图Fig. 4 Block diagram of disturbance observer 当控制信号频率为滤波器 Q(s)的低频段时，|Q(j ω )|≈ 1， 则 Tyr≈ PnC/(1+PnC)， Tyd≈ 0， 则式 (4)可简化为nn( ) ( )( ) ( )1 ( ) ( ) rP s C sy s y sP s C s=+ (7) 此时系统的输入输出关系与系统的标称模型Pn(s)是一致的，即消除了实际系统 P(s)参数的不确定性和扰动变量 d 对系统的影响。因此 DOB 可提高闭环系统的响应速度及抑制扰动的能力。为了实现闭环系统的稳定性，扰动观测器的P(s)需是最小相位系统，同时式 (7)中的传递函数是稳定的 [14]。根据图 3(b)的系统模型，实际系统 P(s)为pwm( ) KP ssL R= + (8) 5814 中 国 电 机 工 程 学 报 第 34 卷此系统为最小相位系统，其标称模型 Pn(s)为Pn(s)=Kv /(sLv)，式中 Lv 为交流电感 L 的标称值， R的标称值 Rv 为 0， K v 为 K pwm 标称值， K v=u*dc/ucm，随着 MPPT 的控制参数 u*dc 变化而自动调节，通过变增益设计提升电流控制对直流电压波动的动态补偿能力。控制器 C(s)采用比例积分 (PI)控制器，则式 (7)的传递函数为v p v i2v v p v i( )yr K K s K KT sL s K K s K K+= + + (9) 式中 K p 与 K i 分别为比例增益与积分增益。由劳斯判据可知，由于系统中各系数都为正数，传递函数Tyr(s)是稳定的。设定 Q(s)为一阶滤波器： Q(s)=1/(τ s+1)， Q(s)的相对阶数与 Pn(s)相同， 满足设计要求。 为提升对扰动变量的抑制能力， Q(s)的截止频率 f c 应高于电流信号中的谐波频率，设定 fc=5 kHz，则时间常数τ =1/(2 π f c)=0.032 ms。 电流扰动观测控制器的等效结构如图 5 所示，其闭环传递函数为*i1 e1( ) ( ) ( ) ( ) ( )k k ki s T s i s T s e s′= + (10) 式中 2i1 pwm v p i p i2e1 pwm v3 2v v pwm v p pwm vpwm v i p pwm v i( ) ( )/ ( )( ) / ( )( ) ( )( )T s K K K s K s K s K D sT s K K s D sD s K L s K R K K K K L sK K K K s K K Kτ τττ τ ττ? = + + +?? =-??= + + + +?? + +??i*k ike′kvv ( 1)sLK sτ +vvKsLpwmKsL R+ipKKs+uk图 5 电流扰动观测控制器的结构框图Fig. 5 Block diagram of current disturbance observer并网逆变器的电流控制一般只采用 PI 控制器，根据图 3，其闭环传递函数为*i2 e2( ) ( ) ( ) ( ) ( )k k ki s T s i s T s e s′= + (11) 式中pwm p pwm ii2 2pwm p pwm ipwme2 2pwm p pwm i( )( )( )( )K K s K KT sLs K K R s K KK sT sLs K K R s K K+?=? + + +??-?=?+ + +?根据工程设计方法，取系统阻尼比为 0.707 对电流 PI 控制器进行取值， 开关频率为 5 kHz 时， 设定 Kp=0.85， K i=13.7。将 KP、 K i 及其他参数分别代入式 (10)、 (11)，对电流 PI 控制器与电流扰动观测控制器分别作频域特性分析，结果如图 6 所示。图 6(a)、 (b)分别为输入 i*k(s)与输出 ik(s)闭环传递函数、扰动 e′k(s)与输出 ik(s)闭环传递函数的波德图。- 3 dBl1l2l3l4幅值/dB 0- 20- 40- 450- 90相位/(°)f/Hz100 101 105 102 103 104 (a) 输入 – 输出闭环传函幅值/dB 0- 50- 100- 1501803600相位/(°)- 180l1l2l3l4f/Hz10- 1 100 101 102 103 104 105 (b) 扰动 -输出闭环传函图 6 电流闭环控制系统的波德图Fig. 6 Bode diagram of current closed-loop control system 当实际值与标称值相同时， L=Lv=0.33 mH ，R=Rv =0 Ω ， K pwm=K v=2.53，图中 l1 为 PI 控制器的频域响应曲线， l2 为电流扰动观测控制器的频域响应曲线。图 6(a)中曲线 l1 与 l2 的系统带宽相同，即电流扰动观测控制采用 PI 与 DOB 的控制结构，系统带宽是由 PI 控制参数决定的，增加的 DOB 不会改变系统的响应速度，同时由图 6(b)可知，在低于1.65 kHz 的范围 (图中标记位置 )，电流扰动观测控制器对外部扰动 e′k(s)的抑制能力要明显优于 PI 控制器，在电网环境中电流主要谐波含量要低于这一频率。 当实际值 L、 R、 K pwm 发生变化时， L=0.3 mH，R=0.05 Ω ， Kpwm=1.9，此时 PI 控制器的频域响应曲线为图中 l3，电流扰动观测控制器的频域响应曲线为图中 l4。对比图 6(a)的结果，参数变化导致PI 控制的系统带宽明显降低，对电流控制的响应速度产生影响，而电流扰动观测控制的带宽没有变化，保持了系统响应的稳定性。同时由图 6(b)可以看出，参数变化没有对其抗扰动能力产生明显影响。 如上所述， 电流扰动观测器可明显提高电流控制系统的抗扰动性，并且当实际参数 L、 R、 Kpwm第 33 期 刘思佳等：光伏并网逆变器的电流扰动观测控制方法研究 5815 与标称值之间存在差异时，可保持稳定的系统响应速度，整体提升了电流控制的鲁棒稳定性。3 仿真与实验结果3.1 电网电压畸变状态下的电流控制仿真分析采用 Matlab/Simulink 软件搭建逆变器系统的仿真模型，对电网电压畸变状态下的电流控制效果进行仿真分析，并将本文的电流扰动观测控制与电网电压前馈控制进行仿真对比。逆变器主电路结构如图 1 所示，电路参数为：额定功率 100kW ；三相电网线电压为 400V/50 Hz；直流电容 4 400 μ F；滤波电感 0.33 mH ；滤波电容37.5 μ F ； 变 压 器 变 比 290/400 ； 一 次 侧 漏 感40.382μ H；二次侧漏感 76.827 μ H。控制系统参数为：开关频率 5 kHz ；信号采样周期 0.2 ms；电流 PI 控制器 Kp=0.85、 K i=13.7；电压 PI 控制器 K p=0.31、 Ki=4.86。电流扰动观测控制器中 PI 参数与电网电压前馈控制方法中电流 PI 控制器参数相同，其它控制参数与 2.2 节频域特性分析所采用参数相同。仿真中逆变器输入有功功率为额定功率，单位功率因数状态，直流电压为恒压控制， 参考值 u*dc 为 500V 。 采用电流扰动观测控制的逆变器控制系统结构如图 7 所示。*uα*uβ*du*qudiqiPI+++*di*qi*dcudcuabci空间矢量脉宽调制电流扰动观测控制器abc dqαβ dq电网三相逆变器abceMPPTabcdq锁相环de qeθ+pvidcu图 7 并网逆变器控制系统框图Fig. 7 Control system of grid-connected inverter 设定 A 相电网电压 ea 跌落 10%，三相电网电压处于不平衡状态，如图 8(a)所示。图 8(b)、 (c) 分别是电网电压前馈与电流扰动观测两种控制方法的逆变器侧输出电流波形。 对电流波形进行 FFT 分析，结果分别如图 8(d)、 (e)所示，电网电压不平衡主要会造成低频段电流谐波含量上升，同时空间矢量脉宽调制的开关频率为 5kHz， 导致电流在 5 kHz及其倍频处出现谐波，而电网电压不平衡会放大此类谐波值。电网电压前馈控制对电压不平衡有一定抑制作用，但电流总谐波畸变 (total harmonic distortion ， THD) 为 6.83%，没有满足并网逆变器的电流 THD 小于 5%的相关标准 [19] 。 电流扰动观测控eabc/V4000- 4000.30 0.32 0.34 0.36 0.38 0.40t/s (a) A 相电压跌落 10%的三相电网电压波形i abc/A2000- 2000.30 0.32 0.34 0.36 0.38 0.40t/s (b) 三相输出电流波形 (电网电压前馈控制 )eabc/V4000- 4000.30 0.32 0.34 0.36 0.38 0.40t/s (c) 三相输出电流波形 (电流扰动观测控制 )幅值百分比/%0 4 8 12 16 20f/kHz (d) 电流 FFT 分析 (电网电压前馈控制 ) THD =6.83%5.02.50.0幅值百分比/%0 4 8 12 16 20f/kHz (e) 电流 FFT 分析 (电流扰动观测控制 ) THD =2.32%1.00.50.0图 8 电网电压不平衡状态下的仿真结果Fig. 8 Simulation results of unbalanced grid voltage 制可有效抑制上述谐波，电流的 THD 降至 2.32%，降低了电网电压不平衡对输出电流的影响。设定三相电网电压含有 10%的 5、 7 次和 5%的11、 13 次谐波，总谐波畸变量为 15.8%。图 9(a)为含有谐波的三相电网电压波形，已出现明显畸变。图 9(b)、 (c)分别为上述两种控制方法的逆变器侧输出电流波形。电流波形的 FFT 结果如图 9(d)、 (e)所示，电网电压前馈控制可降低低次谐波扰动对电流的影响，但没有整体改善电流质量，其 THD 值为 5.77%。电流扰动观测控制的抗扰动能力更为明显， THD 降至 1.17%， 在抑制电压谐波扰动的同时有效提升了输出电流质量。5816 中 国 电 机 工 程 学 报 第 34 卷eabc/V400 0 - 400 0.30 0.32 0.34 0.36 0.38 0.40t/s (a) A 相电压跌落 10%的三相电网电压波形i abc/A200 0 - 200 0.30 0.32 0.34 0.36 0.38 0.40t/s (b) 三相输出电流波形 (电网电压前馈控制 )eabc/V400 0 - 400 0.30 0.32 0.34 0.36 0.38 0.40t/s (c) 三相输出电流波形 (电流扰动观测控制 )幅值百分比/%0 4 8 12 16 20f/kHz (d) 电流 FFT 分析 (电网电压前馈控制 ) THD =5.77%5.0 2.5 0.0 幅值百分比/%0 4 8 12 16 20f/kHz (e) 电流 FFT 分析 (电流扰动观测控制 ) THD =2.32%1.0 0.5 0.0 图 9 电网电压畸变状态下的仿真结果Fig. 9 Simulation results of grid voltage distortion3.2 光伏逆变器并网运行实验通过如图 10 所示的三相逆变器并网实验系统对文中的电流扰动观测控制方法进行性能测试。并网逆变器通过三相 Y-Y 型隔离变压器升压后连接至电网，并根据变压器漏感对逆变器 LC 滤波电路三相并网逆变器直流电源示波器变压器实验系统并网开关调试电脑图 10 三相并网逆变器实验系统Fig. 10 Test system of three-phase grid-connected inverter 参数进行了优化设计，变压器与滤波电路构成的系统谐振频率为 27.23 kHz ， 不会对系统并网运行造成影响。根据实验系统的逆变器开关损耗， 设定开关频率为 5 kHz ，与仿真参数相同，同时实验系统中电路结构参数及其他控制器参数也与仿真中的系统参数相同。 并网逆变器采用 DSP 作为主控芯片， 并网实验中同样将电流控制相关程序分别修改为电网电压前馈控制与电流扰动观测控制两种方式，进行性能对比测试。实验中采用电导增量法 [20] 作为MPPT 算法， 其信号采样周期为 0.01 s， 直流电压控制参数 u*dc 初始值为 500V 。 使用四通道示波器分别测量 A 相电网电压 ea、 A 相逆变器输出电流 ia、直流电压 udc、直流电流 i pv。图 11(a)为原控制系统的逆变器电压电流波形，t(10 ms/格 ) i(100A/格)u(200V/格) ia ea udcipv(a) 低输入功率状态的电压电流波形 (电网电压前馈控制 ) t(10 ms/格 ) i(100A/格)u(200V/格) ia ea udcidc(b) 低输入功率状态的电压电流波形 (电流扰动观测控制 ) t(40 ms/格 ) i(100A/格)u(200V/格) i a udc i dc tm(c) 输入功率突变时的电压电流波形 (电网电压前馈控制 ) t (40 ms/格）i(100A/格)u(200V/格) i a udc idc tm(d) 输入功率突变时的电压电流波形 (电流扰动观测控制 ) 第 33 期 刘思佳等：光伏并网逆变器的电流扰动观测控制方法研究 5817 t(10 ms/格 ) i(50A/格)ia (e) 输入功率突变时的电流放大波形 (电网电压前馈控制 ) t(10 ms/格）i(50A/格)ia (f) 输入功率突变时的电流放大波形 (电流扰动观测控制 ) 图 11 光伏逆变器的并网运行实验Fig. 11 Grid-connected experimental results of PV inverter 此时直流侧输入功率为 30 kW ，由于输入功率远低于额定功率， 电路参数 L 与 R 的差异性增大， 原控制系统中存在电流控制误差，输出电流 ia波形存在较多谐波，同时直流侧电压 udc、电流 ipv 都出现了波动。相同测试条件下，电流扰动观测控制的逆变器电压电流波形如图 11(b)所示， 通过对比可知， 该方法有效降低了输出电流 ia的谐波含量，提高了电流控制在低输入功率状态的稳定性。直流侧输入功率由 30 kW 升至 60 kW，原控制系 统 与 电 流 扰 动 观 测 控 制 的 实 验 结 果 分 别 如图 11(c)、 (d)所示。图中 tm 为 MPPT 调节直流电压udc 跟踪新的最大功率点所需时间， 电流扰动观测控制提高了针对 udc 瞬时变化的电流动态响应速度，加快了输出电流增长速度，因此缩短了功率跟踪时间 tm， 间接提升了 MPPT 的功率跟踪能力。 图 11(e)、(f)为两种方法的功率变化过程中交流输出电流 ia 的放大波形，对比可知，原控制系统的输出电流存在明显的谐波扰动，电流扰动观测控制则明显提升了输入功率突变时的输出电流质量。4 结论本文根据并网环境中逆变器电流控制的特点，提出了一种可应用于光伏并网逆变器的电流扰动观测控制方法，其结构设计简单，易于工程实现。通过仿真与并网实验结果证明该方法具有以下特点：1）可提高对电网电压的抗干扰性，有效抑制电网电压不平衡或畸变状态对逆变器电流控制的影响，有效降低输出电流的谐波分量。2）对功率状态不同时交流侧滤波电感与电路阻抗参数存在的差异性进行控制补偿，提高了并网逆变器在低输入功率状态下的输出电流质量。3）提升了电流控制对直流侧电压瞬时变化的动态响应，当光伏逆变器运行于 MPPT 状态时，可提高输入功率突变时瞬时电流的响应速度与质量，同时提高了 MPPT 的功率跟踪速度。参考文献[1] Mohamed A E ， Zhao Zhengming ． Grid-connected photovoltaic power systems ： Technical and potential problems-A review[J] ． Renewable and Sustainable Energy Reviews， 2010， 14(1)： 112-129．[2] Katiraei F， Iravani M R ． Microgrids management[J] ． IEEE Power and Energy Magazine ， 2008， 6(3)： 54-65．[3] Mohamed Y A-R I ， El-Saadany E F ． An improved deadbeat current control scheme with a novel adaptive self-tuning load model for a three-phase PWM voltage- source inverter[J] ． IEEE Transactions on Industrial Electronics ， 2007， 54(2) ： 747-759．[4] 杨勇，阮毅，叶斌英，等．三相并网逆变器无差拍电流预测控制方法 [J] ．中国电机工程学报， 2009， 29(33)：40-46．Yang Yong ， Ruan Yi ， Ye Binying ， et al ． Deadbeat predictive current control method for three-phase grid- connected inverters[J]． Proceedings of the CSEE， 2009，29(33)： 40-46(in Chinese)．[5] Escobar G， Hernandez-Briones P G， Martinez P R， et al． A repetitive-based controller for the compensation of 6 ζ ± 1 harmonic components[J] ． IEEE Transactions on Industrial Electronics， 2008， 55(8)： 3150-3158．[6] Chen Dong， Zhang Junming， Qian Zhaoming． An improved repetitive control scheme for grid-connected inverter with frequency-adaptive capability[J] ． IEEE Transactions on Industrial Electronics， 2013， 60(2)： 814-823．[7] Li B ， Yao W ， Hang L ， Robust proportional resonant regulator for grid-connected voltage source inverter (VSI) using direct pole placement design method[J] ． IET Power Electronics， 2012， 5(8)： 1367-1373．[8] Shen G， Zhu X， Zhang J， et al． A new feedback method for PR current control of LCL-filter-based grid-connected inverter[J]． IEEE Transactions on Industrial Electronics ，2010， 57(6)： 2033-2041．[9] Gonzalez-Espin F， Garcera G， Patrao I， et al． An adaptive control system for three-phase photovoltaic inverters working in a polluted a