燕山大学电力电子课程设计光伏逆变并网设计

I 电气工程学院课 程 设 计 说 明 书设计题目系 别年级专业学 号学生姓名指导教师II 电气工程学院课程设计任务书课程名称 电力电子技术课程设计基层教学单位 电气工程及自动化系 指导教师学号 学生姓名 （专业） 班级设计题目 光伏发电单相并网逆变器设计设计技术参数⑴ 太阳能电池板输出直流 120VDC 15 ⑵ 逆变器输出交流侧 220V/50Hz ⑶ 逆变器额定输出功率 5 kW 单位功率因数 ⑷ 输出电流 THD i≤ 5设计要求1、主电路设计前级 DC-DC 升压变换器和后级 DC-AC 逆变器。2、控制系统设计前级升压变换提供稳定 400V 直流；后级逆变器并网电流控制策略。3、驱动电路设计4、保护功能⑴ 过流保护 ⑵ 缓冲电路5、电气操作系统设计⑴ 控制电路与主电路通、断电逻辑互锁； ⑵ 连接导线截面积计算与选择；⑶ 配置必要的电压、电流仪表指示。参考资料1、 电力电子技术 第 5 版 王兆安主编 机械工业出版社 2009 2、 现代逆变技术 王 聪主编 科学出版社3、 电力拖动自动控制系统 陈伯时主编 机械工业出版社4、相关电气设计手册周次 第一周 第二周应完成内容完成全部方案设计周一、二查阅相关参考资料周二至周五方案设计、完善周一、二完成设计说明书周三、四绘制 A1 设计图纸周五答辩考核III 指导教师签字基层教学单位主任签字说明 1、此表一式三份，系、学生各一份，报送院教务科一份。2、学生那份任务书要求装订到课程设计报告前面。电气工程学院 教务科摘 要随着世界环境的日益恶化和传统能源的日渐枯竭，迫使着人们加速对新能源的开发和利用。因此，具有可持续发展的太阳能资源受到了人们的重视，世界各国相继出台的新能源法对太阳能发展起到了推波助澜的作用。其中，光伏并网发电具有深远的理论价值和现实意义，仅在过去的五年，光伏并网电站安装总量已达到数千兆瓦，而连接光伏阵列和电网的光伏逆变器便是整个光伏并网发电系统的关键。本设计根据逆变器结构以及光伏发电阵列的特点， 提出了基于 DC/DC 和DC/AC 两级并网逆变器的结构。 基于 DC/DC 和 DC/AC 的逆变器电路具有相对的独立性，在设计中将分别对两部分电路进行了详细的分析和设计。在DC/DC 变换器中，采用 BOOST 升压电路对太阳能光伏阵列输出电压进行调制， 并实现了最大功率跟踪控制， 功率控制芯片采用了 AVR 中的 ATMEGE16IV 处理采样数据，并发出控制指令。在 DC/AC 转换器中，交流逆变频率由固定频率振荡器提供，经过门电路处理得到相应的驱动，最终输出固定幅值和频率的交流电压。关键词 太阳能 光伏并网 最大功率跟踪 单极性调制目 录摘 要 IAbstract . 错误未定义书签。第 1 章 绪论 . 11.1 太阳能并网逆变器的设计背景 11.1.1 全球能源危机与环境问题 . 11.1.2 太阳能光伏发电的优势 . 21.1.3 国内外太阳能光伏发电的现状与发展 . 31.2 光伏并网发电系统 41.2.1 光伏并网系统的组成 . 41.2.2 光伏并网系统的优缺点及对逆变器的要求 . 5V 第 2 章 系统总体方案的设计 . 62.1 并网逆变器输入方式的选择 62.2 并网逆变器主电路拓扑的选择 62.3 光伏并网逆变器隔离方式的选择 错误未定义书签。2.4 系统总体方案的确定 7第 3 章 主电路的设计 . 83.1 前级电路的设计 83.1.1 BOOST 结构的原理分析 . 83.1.2 BOOST 电路参数的计算 . 103.2 后级单相全桥逆变电路设计 163.2.1 全桥逆变电路分析 . 163.2.2 全桥逆变电路的参数计算 . 16第 4 章 控制电路的设计 . 184.1 前级控制电路的设计 184.1.1 最大功率跟踪技术的原理分析 . 错误未定义书签。4.1.2 MPPT 技术基本拓扑的选择 . 错误未定义书签。4.1.3 MPPT 控制方法的选择 . 错误未定义书签。4.1.4 MPPT 的软件设计 . 错误未定义书签。4.1.5 MPPT 硬件设计 . 错误未定义书签。4.2 后级控制电路的设计 194.2.1 单相逆变器 SPWM 技术分析 . 194.2.2 驱动电路设计 . 214.2.3 采样电路的设计 . 274.2.4 控制部分供电电源的设计 . 29结 论 . 31致 谢 . 32参考文献 . 33附录 1 . 34附录 2 . 351 第 1 章 绪论1.1 太阳能并网逆变器的设计背景1.1.1 全球能源危机与环境问题能源是我们生存的基础，与我们的生活有着不可分离的关系。但是，随着全球工业化的全面展开，物资水平的快速提高，能源物资消耗急剧上升，煤炭、石油和天然气三大化石能源日渐枯竭。可见，能源的匮乏问题逐渐显现，促使着人们去寻找新的能源来改变现今存在的问题。然而，伴随着能源的大量消耗，由能源消耗导致的问题层出不穷，温室效应气体大量增加，全球气候变暖，空气质量急速下降，污染严重，出现了由污染导致的各种疾病。面临实现经济和社会可持续发展的重大挑战，人类文明的高度发展与地球生存环境的快速恶化已经形成一对十分突出的矛盾。因此，在资源有限和保护环境的双重制约下，人类要解决能源问题，实现可持续发展，只能依靠科技进步，大规模地开发利用可再生洁净能源。在这能源紧缺的时代，我国经济正处于一个飞速发展的时期，工业化正努力与全球工业水平接轨，能源需求量更是远远超过全球平均水平。而在我国的能源结构中， 煤是主要的能源物资， 消耗量极大， 占能源消耗总量的 76。由于大量的消耗煤资源，产生大量的 CO 与 CO2 等污染气体，严重的污染了环境。这种不合理的能源结构和低水平的能源利用技术严重阻碍了我国经济的发展。因此，开发利用可再生能源，改变能源结构已成为我国能源战线上十分艰巨而紧迫的任务。可见， 能源的匮乏已成为全球经济发展与人类文明前进的制约因素之一，人类经济要想得到快速的发展和突破，就必须开发新能源，改变能源的供给状况。在二十世纪初，人们发现了太阳能，它的优势正好满足现今社会的要求，能够实现经济发展与环境保护的双赢。太阳能无处不在，储备量丰富，开发利用没有污染，取之不尽用之不竭，是人类的实现可持续发展的最佳能源。随着技术的提高，太阳能的经济优势也逐渐体现，也开始投入了市场经济。我相信，只要我们努力，将来一定能让太阳能取代其他能源，解决能源匮乏、环境污染、温室效应等一系列由化石能源过度使用导致的问题。2 1.1.2 太阳能光伏发电的优势随着工业文明的不断发展， 我们对于能源的需求越来越多。传统的化石能源已经不可能满足要求，为了避免面出现能源枯竭的困境，寻找优质的替代能源成为人们关注的热点问题。可再生能源如水能、风能、太阳能、潮汐能以及生物质能等能源形式不断映入人们的眼帘。水利发电作为最早应用的可再生能源发电形式得到了广泛使用，但也有人就其的环境问题、安全问题提出过质疑，况且目前的水能开发程度较高，继续开发存在一定的困难；近些年来风能的利用也是热点问题，但风力发电存在稳定性不高、噪音大等缺点，大规模并网对电网会形成一定冲击，如何有效控制风能的开发和利用仍是学术界关注的热点。在剩下的可再生能源形式当中， 太阳能发电技术是最有利用价值的能源形式之一。 太阳能储量丰富，每秒钟太阳向地球输送相当于 210 亿桶石油的能量，相当于全球一天消耗的能量；一天内达到地球表面的的太阳能总量折合准煤共约 2110184.5 吨， 是目前世界能源探明储量的 1 万倍。 而我国是太阳能资源十分丰富国家，但是目前的太阳能利用率还不到 1/1000 ，因此在我国大力开发太阳能潜力巨大 [20] 。到目前为止，太阳自出现以来只消耗了它本身能量的 2，今后足以供地球使用几十亿年，可谓是取之不尽用之不竭，这就决定开发利用太阳能将是人类解决能源匮乏问题行之有效的途径。太阳能的利用分为“ 光热” 和“ 光伏” 两种，其中光热式热水器在我国应用广泛，光伏是利用光生伏特效应原理，通过半导体材料直接将太阳能转化为电能的一种现代技术，太阳能发电技术具有很好经济性和可持续发展性，具有其他能源无法比拟的优点。太阳能在地域上不受限制， 任何地方的太阳能都可以免费被开发和利用，不存在能源垄断问题，而其他化石能源存在地域性，可为化石能源匮乏的地区解决能源问题；太阳能是最环保的能源，在开发利用时，不消耗燃料，不会产生废渣、废水、废气，也没有噪声，不会造成污染和公害，更不会影响生态平衡，同时在沙漠上面建造太阳能光伏发电基地，直接降低沙漠地带直射到地表的辐射，有效的降低地表温度，减少蒸发量，稳固并减少沙丘，做到了环保与经济的双赢；太阳能经济性好，相对其他的风能、水能基地建造，太阳能光伏发电系统成本较低、占地面积小、灵活性好（屋顶、墙面等只要能与太阳光线直接接触的地方都可以成为光伏发电基地） 。3 1.1.3 国内外太阳能光伏发电的现状与发展光伏发电技术在本世纪迅速的发展，已成为当今国际电力发展的趋势，成为了电力主导技术， 为解决能源匮乏问题提供了很好的平台。 早在 1839 年，法国科学家贝克雷尔发现了光生伏打效应并实验成功， 20 世纪 70 年代， 随着全球工业的迅速发展，已有的化石能源逐渐减少，人们渐渐将目光投向了可再生能源，希望可以改变人类的能源结构，维持长远的可持续发展。太阳能的廉价、绿色环保、无穷的储备量等独特的优势吸引了人们的眼球。从此，各国都纷纷制定了发展计划 日本于 1992 年启动了新阳光计划， 美国于 1997年制定了“百万屋顶”计划，德国也相继制定了可在生能源法规定光伏发电上网电价，瑞士、法国、意大利、西班牙、芬兰等国都纷纷制定光伏发电计划，并投巨资进行技术开发和加速工业化进程，直到 2006 年，世界已经建成10 多座 MW 级光伏发电站 [12]。世界光伏工业从 1997 年到 2001 年， 5 年的年平均增长率达 35.5。 2004年世界光伏电池组件的生产量达到 1194MW， 比 2003 年的 744.26MW 增长了60.46。 到 2004 年底， 世界光伏发电的累计装机容量达到 4330MW。 从世界范围来讲，光伏发电已经成为完成初期开发和示范阶段，现在正向大批量生产和规模应用发展，从最早最为小功率电源发展到现在作为公共电力的并网发电，太阳能光伏发电间达到占世界总量发电量的 1020，成为人类基础新能源之一。我国太阳能资源丰富，与同纬度的其他国家相比，与美国相近，比欧洲、日本优越得多，因而有巨大的开发潜能。我国的太阳能电池的设计始于 1958年， 1959 年研制成功第一个有实用价值的太阳能电池。 1971 年 3 月首次成功将太阳能电池应用于我国第二颗人造卫星上。 1973 年开始在地面应用太阳能电池， 1979 年开始生产单晶硅太阳能电池。 20 世纪 80 年代中、后期， 引进国外太阳能电池生产线和关键设备，初步形成生产力达到 4.5MW 的太阳能光伏产业。其中，单晶硅电池 2.5MW ，非单晶硅电池 2MW ，工业组件的转换效率单晶硅电池为 1113。非单晶硅电池为 56。 20 世纪 90 年代中、后期，光伏发电产业进入稳步发展时期，太阳能电池组件产量逐渐增加。经过 30 多年的努力， 21 世纪初我国光伏发电产业迎来了快速发展的新阶段。到 2004 年，我国光伏电池组件的产量约 100MW 。到 2003 年底，光伏发电的累计装机容量约达 55MW ，其中并网发电 2MW ，占其 4。在这发展期4 间，我国在全国各地斥资建造多座光伏发电基地，级别已经达到兆瓦级。虽然我国的光伏产业已经形成了较好的发展基础，但在总体上与世界水平相差很大，这些差距主要表现在生产规模小；技术水平低；高纯度硅材料严重短缺， 95依赖进口；成本价格高，无法实现迅速普及化；缺乏市场培育和开拓的支持政策、法规和措施等因数。达目前为止，我国的光伏并网发电的关键技术与设备仍主要来自于进口，面对如此巨大的技术需求，迅速发展我国的光伏产业也成为我们这一代刻不容缓的任务。1.2 光伏并网发电系统光伏系统按照与电网的关系， 一般可分为离网光伏系统和并网光伏系统。离网光伏系统不与电网相连，作为一种移动式电源，主要用于给边远无电地区供电。光伏并网系统与电网相连，作为电力系统的一部分，可为电力系统提供有功和无功电能。目前，世界光伏发电系统的主流应用方式是光伏并网发电，即光伏系统通过并网逆变器与当地电网连接，通过电网将光伏系统所发的电能进行分配。1.2.1 光伏并网系统的组成光伏发电系统主要由三部分构成光伏阵列、并网逆变器、电网，其构成如图 1-1 所示。其中光伏阵列是光伏并网系统的主要部件，光伏阵列利用光生伏打效应将太阳能直接转换为电能，在通过逆变器将直流电能转换为交流电能并入电网。逆变器主要可以分为电压型逆变器和电流型逆变器，电压型逆变器主要是通过电力电子开关器件连接电感构成，以脉宽调制的形式向电网送电，通过控制器实现最大功率点跟踪， 由继电保护装置确保光伏系统与电网的安全。逆变器电网PV图 1-1 太阳能光伏并网发电系统5 控制器一般采用单片机或 DSP 作为主控芯片，在本设计中采用的是ATMEGA16 为控制器，跟踪最大功率点，实现 MPPT 控制，提供一个工频交流电源，而对并网同步问题并未涉及。1.2.2 光伏并网系统的优缺点及对逆变器的要求与离网运行太阳能光伏发电站比较，并入大电网有很多好处 不必考虑负载供电的稳定性和供电质量问题。 光伏电池可以始终工作在最大功率点处，有大电网来接纳太阳能所发出的全部电能，提高了太阳能发电效率。因为直接将电能输入，可以充分利用光伏阵列所发的电力。省略了中间储能环节，降低了蓄电池充放电的能量损耗，免除了对蓄电池环节的维护，以及有蓄电池带来的污染，降低系统成本。并网系统还可以对电网起到调峰作用。但目前还存在主要的三大问题光伏阵列发电效率低，紫铜成本价高，发电受外界环境影响较大，同时还存在对电网的谐波污染以及孤岛效应。光伏并网发电系统是将太阳能转换为我们所通用的电能，所以对逆变器有以下要求1.额定输出功率为 1KW 2.额定输出电压 220V 3.额定频率 50Hz 4.前级控制电路频率为 50KHz 5.输入电压范围 150V310V 6.要求无变压器隔离，尽量减小成本，实现动态响应好7.直接并入电网，只设计工频交流输出，不考虑并网的后续工作8.实现高质量的电能输出，要求电流和电压畸变率都小9.实现系统安全保护要求，如输出过压过流保护，以保证系统的安全性10.最大功率点跟踪，使光伏阵列输出最大的功率，以提高逆变器效率6 第 2 章 系统总体方案的设计2.1 并网逆变器输入方式的选择光伏并网逆变器按照直流侧电源的性质不同可以分为两种电压型（电压源型）逆变器和电流型（电流源型）逆变器，如图 2-1 所示。DCACLdId LC CdDCACutut-Ud-Ud（ a） 电流型逆变器 （ b）电压型逆变器图 2-1 按输入直流电源性质分类的并网逆变器机构图电压源型逆变器以电压源为输入，直流侧并联大电容， 电压基本无脉动，输出电压为矩形波。电流源型逆变器以直流源为输入，一般在直流侧串联大电感，电流脉动很小，输出电流为矩形波。但是电流源型逆变器直流侧串联大电感往往会导致系统动态响应差，因此当前世界范围内并网逆变器主要采用电压型逆变器。根据设计的要求，本设计将采用电压源型逆变器。采用电压型逆变器可以实现有源滤波和无功补偿的控制，在实际的应用中，该方式可以有效的进行光伏发电、提高供电质量和减少功率损耗，且可以减少相应的设备投资。2.2 并网逆变器主电路拓扑的选择按逆变器主电路的拓扑结构分类，主要有半桥逆变器和全桥逆变器。根据不同的输入电压、不同的功率级别以及设计要求的不同，选择的电路拓扑也不同。单相半桥逆变电路在输入端只能产生两种电平，因此采用的脉宽调制方法是双极性脉宽调制方法。虽然它结构简单，使用器件少，但输出交流电压幅值只有母线的一半，直流电压利用率低，在相同输出功率时开关管承受的电流是全桥的 2 倍，电网电流的谐波较大，所以半桥逆变电路常用于小功率逆变电源。拓扑结构如图 2-1 所示。7 Cd1 Q1Cd2Q2L-图 2-1 单相半桥逆变器电路拓扑图单相全桥逆变电路中有两个桥臂，可以看成两个半桥电路组合而成。把桥臂 1、 3 作为一对，桥臂 2、 4 作为一对，成对的两个桥臂同时导通，两对桥臂交替各导通 o180 ，输出电压比半桥提高了一倍，对母线电压利用率大大提高，不足之处是要求输入母线直流电压较高，能够应用于大功率场合。由于本设计的输出功率等级较高，所以本设计采用目前应用最为广泛的单相全桥逆变器。原理图如图 2-2 所示。CdQ1Q2LN-Q4Q3D4D1D2 D3图 2-2 单相全桥逆变电路拓扑图2.4 系统总体方案的确定经过方案的比较和论证以及本系统针对小型家用单相电网技术要求的特点，本设计采用无变压器的两级结构，前级采用直流升压变换器，后级采用工频逆变器，两部分通过中间直流母线相连。在开关电源中，直流升压的拓扑结构有很多种，但考虑到功率管在开关过程中的损耗，半桥和全桥的开关器件多，而且成本较高，不符合本设计的8 成本要求，所以本设计前级 DC/DC 变换器采用 BOOST 升压电路， BOOST升压电路的结构简单，驱动容易。而后级工频逆变器采用结构简单、控制方便的全桥逆变，能够实现高功率输出，满足逆变设计要求，系统整体框图设计如图 2-8 所示。Q1BOOST 升压电路PWM驱动电路全桥逆变主电路光伏阵列电压电流检测电路A/D 转换模块MPPT算法控制模块D/A转换模块输出输出电压和电流检测电压反馈稳压模块过流保护模块电流反馈SPWM驱动电路Q3Q2 Q4直流电压采样模块图 2-8 系统整体框图光伏阵列输出的直流电压通过 BOOST 升压电路，得到一个相对稳定的400V 直流高压，作为后级工频逆变电路的输入电压；逆变控制电路通过对50HZ 正弦波信号的处理，产生隔离 SPWM 驱动信号，控制后级工频逆变电路将直流高压逆变成 220V/50Hz 的交流电压并入电网。另外，控制器部分采用 ATMEGA16 结合模拟控制电路对输出的正弦波进行稳压，使输出得到一个稳定、畸变率小的正弦波。为了提高系统效率，在输入侧通过对光伏阵列输出电压和电流的检测和处理，产生 PWM 驱动信号控制 BOOST 变换电路，实现系统最大功率输出；为了保证系统的安全稳定的运行，在系统输出侧设计过流保护电路。第 3 章 主电路的设计3.1 前级电路的设计3.1.1 BOOST 结构的原理分析将较低的未调整输入电压升为较高的调整输出电压，该电路称为升压电9 感变换器。这种升压电路拓扑，结构简单，研究技术成熟。 BOOST 电路由开关管、续流二极管、升压电感、滤波电容等器件构成，电路原理如图 3-1 所示。CdcLQiL -VO-VIN -UL -UD io-UQ-ugsiC图 3-1 BOOST 电路图工作过程中，当开关管 Q 导通时，续流二极管截止，电感相当于接在电源两端，直流电源给电感充电， Li 逐渐增大，此时输出电压由电容之前储存的能量给负载供电。因此，电容应该有足够大的容量，以便在开关管下一次导通时能够给负载供电。当开关管 Q 截止时，二极管导通，电感电流 Li 分别给电容 dcC 充电和负载供电，此时，电容存储能量，为下一次开关管导通做好准备，输出电压等于输入电压与电感电压之和。正因为通过开关管周而复始的交替导通截止，在输出侧得到一个比输入电压高且稳定的直流电压，故此实现升压的原理。根据电感电流在开关管下一次导通时是否从零开始， BOOST 电路有两种工作模式连续模式与断续模式。断续模式下，开关管在下一次导通时电流为零，损耗较小，但是输出电压的 纹波系数 大；连续模式下，开关管在电流未降到零时就进入下一个导通阶段，开关管的电压与电流存在交叉区域，所以有导通损耗与关断损耗，但是它的输出电压纹波系数小，应用广泛。在断续模式与连续模式之间存在一个临界状态，开关管在下一次导通时，其电流恰好为零，往往临界状态在计算一些参数时非常重要。根据图 3-1 BOOST 电路的原理分析，得到如图 3-2 所示两种工作模式下电路的工作过程。10 gsUtINVtQUtDUttLVtLiDitoiCitOVINVIN OV VppkiligsUtINVtQUtDUttLVtLiDitoiCitOVINVIN OV VppkiOVINV-IN OV V（ a）连续模式波形图 （ b）断续模式波形图图 3-2 BOOST 不同工作模式下电压电流波形 [4][6]3.1.2 BOOST 电路参数的计算1． BOOST 电感的计算在连续模式下， Li 为输出纹波电流；在断续模式下， L ppki i 。本次设计中，系统前级 BOOST 电路工作在连续模式下，具体工作过程如图 3-2（ a）11 所示。其中，输入电压 150 310inV V ，输出 400outV V 、 2.5oI A ，工作频率为 50KHz 。根据图 3-2（ a）中的 LV 波形，按照伏 秒积平衡（即在一个周期内电感上的电压面积平均值为零）可知 1 0in in dcDTV V V D T式中， D 为占空比、 T 振荡周期、 inV 为光伏阵列输出电压、 dcV 为 BOOST输出电压。由上式可得占空比和输入、输出之间的关系1 indcVDV （ 3-1）当保持输出电压一定时，输入电压在一定的范围内扰动，我们通常是通过控制占空比的变化来稳定输出电压。若光伏阵列的输出电压在 150 310V V之间变化，可以得出占空比的变化范围如下max min1 1in indc dcV VDV V310 1501 1400 400V VDV V即 0.225 0.625D如果不考虑功率传输时的损耗，则有in dcP P （ 3-2）所以，由式（ 3-1）和（ 3-2）可得1dcinI DI （ 3-3）BOOST 电路工作时， 导通时， 电感两端的电压 L inV V ， 输入电流就是电感上流过的电流，即 L inI I 。所以，纹波电流与电压有如下关系inVi DTL12 考虑到纹波电流必须控制在一定的范围内，则有inLDTVLi （ 3-4）如果纹波系数为 K，一般情况下取 K0.2。由于 LLiKI 、 L inI I ，所以由式（ 3-1）和式（ 3-4）可以求出1 dcinDT D VLKI （ 3-5）由式（ 3-3）和（ 3-5）可以得出21 dcdcDT D VLKI （ 3-6）将上式（ 3-6）对占空比求导，可以计算出当 13D 时， L 有最大值5 221 12 10 1 4001 3 3 2.370.2 2.5dcdcDT D VL mHKI所以滤波电感的 max 2.37L L mH ，取 3L mH 。2．输出滤波电容（中间支撑电容）的设计由图 3-2（ a） Ci 的波形可以看出，在 y 轴负轴面的面积高度正好是输出的额定电流 OI 。此时， OI 所包含的面积就是电容在电路工作过程中的充电电量 Q，根据电容充电的原理 CO QVC，可以计算出电容的容值。因为输出电压的纹波必须控制在一定的范围之内（本设计的输出纹波为输出电压的 2） ，所以输出滤波电容可以按照如下方法计算2VC OO dcQ I DTV C C即输出滤波电容的容值如下13 52.5 0.625 2 1042V 0.02 400OdcI DTC uF在实际的电路中，中间支撑电容除了滤波以外还有储能的作用，而且全桥逆变不能看做是纯阻性负载。所以，在选择电容时，应选取 20 倍较大的裕量，本设计选取 100uF 的电解电容，电压值选择 500V 。由于电解电容的等效串联电阻较大，我们通常采用几个同等电压等级的小电容值并联代替单个的电容。3．开关管与续流二极管的选择在开关管截止的时候，续流二极管导通，此时开关管上承受的电压就是输出的直流电压，一般情况下我们都会留出 30 的裕量，以免输出尖峰对开关管冲击以致损坏。所以，开关管承受的最大电压1 30 520MOSFET dcV V V对于续流二极管而言，当开关管导通的时候，续流二极管截止，此时它承受的反向电压为直流输出电压。同开关管一样，我们都必须留有一定的裕量，防止尖峰脉冲损坏续流二极管。1 30 520D dcV V V而开关管承受的最大电流为流过电感的最大电流 Lppki ，根据图 3-2（ a）中 Li 波形的安 秒积平衡可以得出[ ] 122L Lppk Lin Lppk LTi i i TI i iT即12Lppk in Li I i （ 3-7）由式（ 3-3）与（ 3-7）可以计算出1 2O inLppkI V DTiD L在电路工作时，未经过 MPPT 调整的 BOOST 输出电压是稳定的，根据14 电压与占空比的关系可知当输入电压最小时，占空比最大；输入电压最大时，占空比最小。电路只可能工作在这两种情况下当输入电压最大时，51 52.5 310 0.225 2 10 3.3431 0.225 2 593 10Lppki A当输入电压最小时，52 52.5 150 0.625 2 10 6.811 0.625 2 593 10Lppki A由计算可以得出结论，当输入电压最小时，电感有最大的电流峰值。开关管与续流二极管只要满足电流峰值和电压峰值的要求，并且留足够的裕量便可。 所以本设计选用 MOSFET 的型号是 IRFPC50， 600DSSV V ， 11DI A，20GSV V ；续流二级管的型号是 MUR1560， 600RRMV V ， 11F AVI A。4．电感的制作在设计电感的过程中，我们需要考虑很多问题，比如说电感应该选择什么样的磁芯材料、铜线线径的大小等。在本设计中，由于 BOOST 电感的感值很大，达到了毫亨级别，如果选用一般的铁粉芯材料，它的相对磁导率较小，往往会因为磁环的尺寸无法绕下计算的匝数而不能满足要求。因此，本设计选用铁氧体磁芯（ PC40） ，它的相对磁导率较大，能够满足制作的要求，而且能够大大的节约费铜量。本设计选择的电感采用高频变压器制作，如果选用变压器制作电感，我们就必须根据变压器实际的要求来选择合适尺寸，首先就必须确定 AP 值的大小，方便选择对应的变压器骨架。根据法拉第定律，电感有如下关系 di d d BSL N Ndt dt dt两边同时积分可以得出W eLI NB A整理上式，在等式两边同时乘以 I 得15 2W eLINIB A （ 3-8）考虑电感的安匝值是由有效的铜窗口面积 0 WK A 中的电流构成的事实， 有下式0 WNI JK A （ 3-9）由式（ 3-8）与（ 3-9）可以得出20w eWLIA A APB JKxjJ K AP2 4010xW jLIAPB K K AP一般情况下 -0.125x ，联合上式可以求出2 41.143 3010 jLIAP cmK K B磁芯材料铁氧体 PC40，在自然风冷的条件下，允许温升 30 C 、 0 0.6K（铜线填充系数） 、 max 0.25B T ， 2450 /jK A cm 计算所需变压器的 AP 值如下式 [7]2 41.143 30 max10 LppkjLIAP cmK K B经过计算 320AP cm ，查询相应资料可以得出与该 AP 值相近的变压器型号是 EE55。16 3.2 后级单相全桥逆变电路设计3.2.1 全桥逆变电路分析全桥逆变电路原理图如下CdQ1Q2LN-Q4Q3D4D1D2 D3图 3-3 单相全桥逆变后级电路原理图图 3-3 为以场效应管（ MOSFET）为主开关器件的单相全桥逆变电路，其中 LN 为交流输出滤波电感，对输出电压有平滑的作用。 Cd 为直流支撑电容，也是前级 BOOST 电路的输出电容，只有当电容两端的电压充电到输出电压的峰值时，后级电路才能开始工作。 Q1Q4 为主开关 MOSFET， D1D4是其反并联二极管 （ MOSFET 一般内部自带反并联二极管） ， 四个开关管的交替导通确保逆变输出， 反并联二极管在对应 MOSFET 截止的时候提供放电回路，确保在下一个周期到来时电路没有多余的能量存在。欲使电感电流按照给定的波形和相位得到控制，必须保证在运行过程中，直流侧电压不低于电网电压的峰值，否则，续流二极管将以传统的整流方式运行，电感电流不完全可控，导致逆变失败。3.2.2 全桥逆变电路的参数计算1．输出 LC 滤波器的设计全桥逆变之后输出电压为按正弦规律变化的一系列电压脉冲，交流纹波极大，无法并入电网，因此，必须在输出端加 LC 滤波器，将全桥逆变输出的正弦方波变为满足要求的正弦波，才能实现并网。17 从电流的纹波系数方面来考虑，输出的滤波电感就直接影响输出电流纹波系数。根据电感的伏安特性 L diV Ldt 可得0 ONT LfV ti dtL （ 3-10）由于在正弦波峰值附近的电压占空比最大，纹波电流也最大，只要把最大的纹波电流控制在设计要求之内，那么其它条件也应该满足要求。此时，加在电感两端的电压为交流电压的峰值，即 max 220 2 311V V 。根据电感的伏 秒积平衡可知，maxdcdcV VDV （ 3-11）由式（ 3-10）与（ 3-11）求出滤波电感的关系式如下max max dcfdcV V V TLV i在本设计中，直流输入电压 400dcV V ，输出最大并网电流为 5A,取纹波系数为 0.2，死区时间设置电阻 0DR ， SPWM 控制芯片的振荡频率为10 31 1 250.7 3 0.7 47 10 12 10T T Df KHzC R R但是考虑到输出的 SPWM 驱动波形为振荡频率的两倍， 1 202T uSf ，所以得出6311 400 311 20 101.4400 0.2 5fL mH由于 0.2L oi I ，所以 1.4fL mH ，在本设计中取 2fL mH 。逆变器输出交流电压的基波为 50Hz 的正弦波， 而本设计中的全桥的工作频率为 50KHz 。因此，要想获得一个光滑度较高的正弦波，滤波器的截止频率就必须满足 50 50cHz f KHz 。其截止频率满足下式时就能达到滤波的效18 果12cfLC（ 3-12）对高于截止频率的高次谐波将以 40 分贝每十倍频程衰减。在本设计中，滤波器的截止频率 1cf KHz ,由于 2fL mH ，将参数带入式（ 3-12）可以得出 13C uF 。2．全桥逆变电路开关器件的选择在全桥逆变电路中，对角位置上的一组开关元件同时导通，同一桥臂上下开关管交替导通，每个开关管承受的电压为输入侧直流电压的一半，所以我们只需要选出能够承受直流母线电压一半的开关 MOSFET 就能满足要求。由于输出功率为 5KW，若不考虑逆变功率损耗，那么输出直流电流大概为12.5A 左右。在本设计中，中间直流电压在 400V 左右，保证足够裕量的条件下，选择主 MOSFET 为 IRF840（ 500V、 8A）满足要求。第 4 章 控制电路的设计光伏并网逆变器的控制电路主要包括前级控制电路和后级控制电路。前级控制电路主要包括 PWM 稳压控制电路和 MPPT 控制电路；后级控制电路主要包括 SPWM 交流稳压控制电路与过流保护电路。4.1 前级控制电路的设计19 4.2 后级控制电路的设计4.2.1 单相逆变器 SPWM 技术分析正弦脉宽调制技术（ SPWM）的基本原理是将正弦波等分为 N 个脉冲幅值按照正弦规律变化的方波，根据冲量相等的原理，可以将这些脉冲等效为幅值相等而脉冲宽度按照正弦规律变化 PWM 方波 [9] ，如图 4-9 所示。对于电压型单相全桥逆变器而言， 正弦波 SPWM 调制技术有两种方法，分别是单极性 SPWM 调制和双极性 SPWM 调制。该调制技术有两个基本元素，分别是调制波与载波，调制波决定输出交流电压的幅值和频率，载波决定 SPWM 驱动脉冲的频率。根据载波的不同可以判断调制方法，如果载波是锯齿波，那么调制方法是单极性调制方法；如果载波是三角波，那么调制方法为双极性调制。uutt4-9 PWM 波代替正弦半波如图 4-10 所示，为双极性正弦调制方法。双极性调制是指两桥臂交叉对应的开关管 Q1 和 Q3， Q2 与 Q4 分别为一组，同时导通和截止，两组开关互补导通。这样在逆变器的输出可以得到极性交变的电压脉冲。20 cu mu1,3gu2,4guouabcdttttcmUcmUdcUdcU图 4-10 双极性单相逆变器电路的电量波形由于双极性调制的输出电流变化率比较大，抗外界干扰能力差，所以本系统采用的是单极性调制方法。如图 4-11 为单极性正弦调制方法的波形发生过程，根据驱动的要求，四个开关管的驱动信号各不相同。 其中 Q1 和 Q2 的控制信号由正弦波与一低电平经过一个比较器产生，信号的频率与正弦波的频率相同，占空比为 50，控制 Q1 和 Q2 交替导通； Q3 的控制信号为馒头波与锯齿波比较产生， Q4 的控制信号与 Q3 正好反相。在工作过程中，当 Q1 导通时， Q2 截止， Q3 按照图 4-13 中 c的规律导通与截止， Q3 与 Q4 的工作状态相反， Q3 导通， Q4 截止，反之。21 cu muou3u4uabcdtttt1u2uttef图 4-11 单极性 SPWM 单相逆变电路的电量波形与双极性调制方法相比，单极性调制方法具有易于消除的很少的谐波分量，对外部谐波干扰小，每次开关管导通和截止时，电压变化的幅值是双极性调制的一半，开关管的电压应力小。本设计以单极性调制方法为基础，做了一些改进，使驱动电路更加稳定。4.2.2 驱动电路设计1．正弦振荡电路的设计对于光伏并网逆变器而言，正弦基波应该来自于并网电流，通过跟踪电网的电流实现与电网的同步。但是在本设计中，将并网同步的电流基准波用固定的正弦振荡电路来代替，如果要实现并网，只需要将固定的正弦基准波用电网电流代替便可。正弦波振荡电路是一个没有输入信号的带选频网络的正反馈放大电路。22 只要满足两个条件就能够维持正弦波振荡电路工作一是振幅平衡条件，二是相位平衡条件。振幅平衡条件是指当输入信号与正反馈信号相等时，除去输入信号就能够保证电路继续振荡而不停止工作。相位平衡条件是指电路放大系数与正反馈系数的相位差为 2 0,1,2,n n [5] 。根据光伏并网逆变器并网的要求，输出电压的频率必须与电网同频，所以振荡器的频率选择 50Hz。振荡电路如图 4-12 所示，由图可知， RC 正弦振荡电路由放大电路、选频网络和限幅电路构成。R2R1RRCC D1D2R3图 4-12 RC 正弦振荡电路R1、 R2 和 R3 与运放构成了电压串联负反馈放大电路， RC 组成了电路的选频网络， D1 和 D2 实现了对输出电压的正负限幅作用。反馈网络的反馈系数为21 1 1 3 1 1fVoRV s sCRsCF s V s sCR sCRR sCR sCR sC（ 4-15）就实际频率而言，可以用 s j 替换，由式（ 4-15）得2 2 21 3Vj CRFC R jsCR （ 4-16）23 如果假设 0 1RC,式（ 4-16）可以转化为0013 VFj（ 4-17）在式（ 4-17）中，当 0 1RC 时，幅频响应有最大值 max13VF ，相频响应相位角为零。此时就可以求出 C 与 R 的乘积为12 fRC（ 4-18）由于 50f Hz ，如果使用电容为 104，那么由式（ 4-18）可以得