光伏逆变电源的并网策略与自适应控制_方如举.pdf

收稿日期 2015-09-09 。基金项目 河南省科技厅科技攻关项目 （ 162102310501 ）； 河南省教育厅科技攻关项目 （ 16A470023 ）。作者简介 方如举 （ 1975- ）， 男 ， 硕士 ， 副教授 ， 研究方向为可再生能源发电与控制技术 。 E-mail fangruju163.com光 伏 逆 变 电 源 的 并 网 策 略 与 自 适 应 控 制方如举（ 许昌学院 电气信息工程学院 ， 河南 许昌 461000）摘 要 针对光伏并网逆变器在不同环境下的工作需求 ， 提出一种基于极点配置的自适应调整控制参数的控制策略 。 分析了基于电容电流反馈的逆变器内环传递函数形式以及特征 。 分析了自校正 PI 控制器的参数根据外界环境实现的推理过程 。 构建了由电压外环 、 电流中环以及电容电流反馈的内环并网逆变器控制模型 。 最后 ， 通过仿真以及实验结果验证了文章控制方案的正确性 。关键词 并网逆变器 ； 电容电流反馈 ； 自适应控制 ； 传递函数中图分类号 TK614 文献标志码 A 文章编号 1671-5292 （ 2016） 02-0190-06可再生能源Renewable Energy Resources第 34 卷 第 2 期2016 年 2 月Vol.34 No.2Feb. 20160 引言并网逆变器是将光伏电池组件产生的直流电能转化为与电网相匹配的交流电的重要设备 [1]。开关器件的导通关断 ， 经常会把大量谐波引入交流电网 ， 从而对电网造成污染 [2]。 因此 ， 在光伏并网逆变电源中 LC 滤波器或 LCL 滤波器是消除或减少电网污染的不可或缺的部件 。 文献 [3] ， [4] 提出的基于 LC 滤波器的控制方法不仅滤波器本身体积较大 、 动态性较低 ， 而且对消除高次谐波效果不佳 。 文献 [5]， [6]在一定程度上改进了文献 [3]， [4]中的缺陷 ， 由于外界环境是不断变化的 ， 因此整个光伏发电系统需要时刻保持整机的发电功率最高 。 文献 [4]～ [6] 所提出的方法不能做到在任何环境下 ， 逆变电源均保证发电系统的控制参数最优以此达到电网受到的污染最低 ， 以及逆变电源自身的运行环境处于最优状态 。目前 ， 在光伏并网逆变电源通常采取的是以定值 PI 控制器 、 PR 控制器或者电流滞环控制为基础的控制系统 [7][9]。 滞环控制系统的开关频率是变化的 ， 对滤波环节的设计要求较高 。 针对文献[9] 中的缺陷 ， 文献 [10]提出一种动态调整滞环宽度来适应开关频率 、 光照 、 温度等外界环境变化而导致的输出功率变化 。 虽然在一定程度上减少了开关频率的波动范围 ， 但是并不能完全消除开关频率的波动 。 而 PR 控制器可以做到在额定频率处的增益无穷大 ， 可以完全消除稳态误差 。 电网的频率不是固定不变的 ， 而是在 49.5～ 50.5 Hz 内不断变化 ， 因此其抑制谐波的能力受到一定的限制 ，在额定频率之外并不能取得理想的控制效果 。 文献 [3][10] 均是针对光伏并网逆变器电源在额定负载下工作 ， 控制器的参数时最优的 。 事实上逆变器电源大部分时间输出功率都在较大范围内上下浮动的 ， 而针对额定输出功率下的控制器参数并不能保证在所有输出功率情况下 ， 逆变器始终保持最佳运行状态 。文献 [11]提出了一种以神经网络控制器为基础的自适应控制方法 ， 能够动态调整 PI 控制的参数 ， 来适应外界参数的变化 。 但是该模型在实现的过程中 ， 始终认为神经网络输出与系统真实的输出是完全一致的 ， 这与事实不符 。 因此 ， 本文的目的就是设计一种能够根据外界环境随时变化 ， 而及时调整控制参数的光伏发电系统 ， 使得整个光伏逆变电源的运行状态一直处于最佳状态 ， 减少对电网的干扰 。1 电容电流反馈的并网逆变器内环控制结构图由文献 [5][9] 可知 ， LCL 滤波器电源要优于LC 滤波器电源 ， 因此本文研究对象的逆变器电源采取 LCL 滤波器 。 基于滤波电容电流反馈的并网 190DOI10.13941/j.cnki.21-1469/tk.2016.02.006逆变器电流内环控制结构图如图 1 所示 。图中 i o（ 包括 ia， ib， ic） 为电网侧电流 ； iL1（ 包括 i L1a，iL1b， i L1c） 为逆变桥输出电流 ； i c（ 包括 i ca， icb， i cc） 为滤波电容电流 。 对于整个控制系统而言 ， 还需要给定有功功率电流以及无功功率电流 。 iod* 为对应最大功率输出时直流侧电压给定与反馈值差值经 PI控制器的输出值 ， 其作为内环电流的给定输入 ； i oq*为电流内环的无功功率的给定 ， 其值可以根据输出功率的需求指令而直接给定 ， 在一般情况下其值为零 。 逆变器给定输出值 iod* ， i oq* 与实际输出的电流值 i od， ioq 的差值 ， 经 PI 控制器后再经过 dq/abc 转换后作为电容电流的给定 。 由于引入电容电流反馈的目的是为了改善系统的稳定性 ， 因此无需实现无静差控制 ， 设计单纯的比例控制器 P就可以满足需求 。 而内环的 PI 控制器是我们研究的重点 。 根据图 1， 可以得到基于电流反馈开环的光伏并网逆变器的传递函数为Gk （ s） KsL 2Cs2L1 L2 C（ L 1L2 ）（ 1）式中 K 为内环增益调节器 P 的比例系数与并网逆变器的调制放大增益的乘积 。 由式 （ 1） 可知 ， 基于电流反馈的开环传递函数是一个二阶系统 。2 自校正 PI 控制模型考虑到光伏并网逆变器电流环是一个二阶系统 ， 因此所研究的自适应控制器也仅仅针对二阶控制系统进行展开 。 为具有一般性 ， 设被控对象为A（ z-1） y（ k ） z- dB（ z-1 ） u（ k） e（ k） （ 2）式中 u（ k ）， y（ k） 为系统的输入和输出 ； e（ k） 为外部扰动 ； d≥ 1 为延时时间 ， 且满足A（ z-1） 1a1 z-1a2 z-2B（ z-1） b0 b1 z-1 bn z- n≥≥≥≥≥≥≥≥≥（ 3）对于式 （ 2） 表示的二阶系统采用 PID 控制 ，由于系统中存在外部干扰项 e （ k ）， PID 控制器中必须要包括积分环节来消除干扰 。 因此 PID 控制器可以修改为纯粹的 PI 控制器为F1（ z-1 ） u（ k） R（ z-1 ） yr（ k） -G （ z- 1） y（ k ） （ 4）式中 F1（ z-1 ） F1（ z-1 ） Δ ， 且 F1（ z-1）， R（ z-1 ）， G（ z- 1） 满足 F（ z-1） 1f1 z-1f2z-2 fn z-n； G（ z-1） g0 g1 z-1g2 z-2； R（ z-1） G（ 1） g0 g1 g2 。将式 （ 4） 代入到式 （ 2） 中 ， 可以得到控制系统的闭环系统的输出 y（ k） BRy（ k- d） F1e（ k ）AF1z-d BG （ 5）令闭环特征多项式为期望传递函数的分母多项式 ， 即 A mΔ AF1z- dBG （ 6）结合式 （ 4）， 式 （ 6） 简化为A mΔ AFz- dBG （ 7）式中 Δ A（ z-1） （ 1- z-1） A（ z-1）。 为保证式 （ 7） 有唯一解 ， 令 Δ AF 与 z- d 的阶次相同 ， 且等式右式阶次小于左式阶次 ， 即要求各多项式的阶次满足下列关系 degFdegBd- 1degAm≤ degBd-≤ 2（ 8）只要能够求解出多项式 F， G 的参数 ， 进而求出 F1 以及 R， 实施对控制系统的控制 。在式 （ 7） 中 ， 当多项式 F， G 以及 Am 的阶次分别为 na， nb 以及 nam， 且 nam≤ nanb-1 ； F， G 为待求多项式 ， 其次数分别为 nfnb-1 ， ngna-1 。根据式 （ 7）， 可以写成其线性方程组的形式 a0 0 0 b0 0 0a1 a0 b1 b0 0 a1 0 b2 b1 0 ana a1 bnb b10 ana 0 bnb b2 0 0 ana 0 0 bnbf 0f 1f nfg0g1gngt0t1tn000（ 9）通过对式 （ 9） 进行变换求出参数数值 。由于光伏并网逆变器的外界环境处于变化状态 ， 必须通过计算对其进行估算 。 针对被控对象（ 2）， 假设被控对象有 y（ k ） φ T（ k） θ軈 ξ （ k） （ 10）式中 φ （ k） [-y （ k- 1），， - y（ k- na）， - y（ k- d），，P KPWMiCi* C 1sL11sC1sL2uCu i uL1 iL1 iC u C uL2egio图 1 基于电容电流反馈的并网逆变器内环控制结构图Fig.1 Inner loop control of the grid connected inverter basedon the feedback of capacitor current 191方如举 光伏逆变电源的并网策略与自适应控制PV阵列MPPTSVPWMPI 自校正控制abcdqabcdqPPI逆变器 PLLugau gbugcθCL 2L2L 2R2R2R2i2ai2bi2cL1L1L1R1R1R1i1ai1bi1ciDCiCiUi*Cau*DCi*Cbi *Cci*oqioqi*odiod图 2 三相光伏并网逆变器电流内环自适应控制的整体结构示意图Fig.2 The overall structure of three phase photovoltaic grid connected inverter wi th the current i nner loop adaptive controlSaSbSc 192可再生能源 2016， 34（ 2）- u（ k- d- nb）， ξ （ k - 1）， ξ （ k- 2）， ， ξ （ k - na） ]； θ軈 [a0， ， ana， b0， ， anb]。θ軈 参数可以采用遗忘因子的递推增广最小二乘法获得 。θ軈 （ k） θ軈 （ k- 1） K（ k） [y（ k） - φ T（ k） θ軈 （ k- 1） ]K（ k） P（ k- 1） φ（ k）λ φ TP（ k- 1） φ（ k）P（ k） 1λ [I- K（ k） φ T]P（ k- 1軈軈軈軈軈軈軈軈軈軈軈軈軈軈軈軈軈軈軈軈軈軈軈軈軈）（ 11）式 （ 11） 中 ， φ（ k）， θ， ξ（ k ） 分别为φ（ k） [- y（ k- 1）， ， y（ k- na ）， -u（ k- d）， ，- u（ k-d-nb）， ξ（ k-1）， ξ（ k- 2）， ， ξ（ k- na ） ]θ [a0 ， ， an a， b0 ， ， bna]ξ（ k） y（ k） - φ T（ k） θ軈軈軈軈軈軈軈軈軈軈軈軈軈軈軈軈軈軈軈軈軈軈軈軈軈軈軈（ 12）根据式 （ 11），（ 12）， 就可以估算出多项式 A和 B 对应阶次的数值 。3 基于自适应控制的三相并网逆变器控制结构图三相光伏并网逆变器电流内环自适应控制的整体结构如图 2 所示 。光伏并网逆变器前级需要时刻跟踪光伏阵列输出功率的最大值 ， 对于不同环境下 ， 其输出的最大功率不同 ， 经过跟踪 ， 把此时对应电压 u*DC 作为逆变器电压环的给定 ， 与直流侧实际采样值比较后的差值 ， 作为 PI 控制的输入 ， 而 PI 控制器的输出作为电流内环有功功率的参考输入值 i*od 。 逆变器实际输入到电网中的三相电流经过坐标变换后 ， 分别输出直流分量 i od 以及交流分量 ioq， 与参考输入 i*od ， i*oq 比较后 ， 进入带自校正的 PI 控制器 。 i*oq 的值可以根据实际需求进行调整 ， 一般情况下作为光伏逆变器 ， 应尽可能输出较多的有功功率 ， 此时 i*oq 的数值可设置为零 。 当光伏并网逆变器作为无功补偿装置使用时 ， 可以设置尽可能大的无功功率分量 。 自校正 PI 控制的输出经过 abc/dq 坐标变换后 ， 分别作为电容电流的参考输入 ，经过与实际测量的电容电流比较后 ， 再经过控制器 P， 最后经过 SVPWM 调制后输出的信号作为开光管的输入控制信号 ， 来驱动开光管 。 因此 ， 整个控制系统包括电压控制的外环控制 、 电流控制的中环控制 、 以及利用电容电流来调整稳定性的内环控制 。4 仿真与实验为验证所提出的并网逆变器控制策略的正确性 ， 在 Matlab/simulink 环境下 ， 建立自适应系统的仿真模型 。 三相光伏并网逆变器的输出额定功率为 10 kW， 电网额定电压为 400 V， 电网频率为 50图 7 满载时带有定值参数的 PI 控制器逆变器输出电流Fig.7 Output current of rated l oad for PI control wi thfixed parameters图 4 电流环控制器参数调整过程Fig.4 Adjustment process of current loopcontrol ler parameter0 1.0 2.0t/s6003000- 100电压/VUDC1UDC2图 3 直流侧电压输出结果Fig.3 Output result of DC voltage0 1.0 2.0t/s参数/V2.51.0- 0.5K Kp0 100 20 0谐波次数幅值/0.120.060图 5 逆变器电流的 T H D 分析Fig.5 THD analysis of inverter current0 50 100t/s100- 10电流/A2000- 200电压/V图 6 轻载时带有定值参数的 PI 控制器逆变器输出电流Fig.6 Output current of li ght load for PI controlwith fixed parameters0 50 100t/s400- 40电流/A2000- 200电压/V 193方如举 光伏逆变电源的并网策略与自适应控制Hz， 逆变器开关的频率 7.5 kHz。 取初始值 P（ 0） 106I， 其中 I 为阶数为 nanb1 的单位矩阵 。 θ（ 0） 0.001， 遗忘因子 λ 1。 期望输出为幅值为最大功率跟踪对应电压有关的频率为 50 Hz 正弦波 。 逆变器电 感 L11.5 mH， 电 感 L 20.8 mH， 滤 波 电 容 值C200 μ F。 电压环的 PI 参数 Kup3.8， Kul200； 电容电流控制器 K cp2， 电流控制环的 PI 参数将会根据环境 ， 也就是 MPP 的输出主动调整来保证系统输出的电流谐波最少 ， 最大限度保证逆变器注入到电网的谐波 ， 保证电网的安全与可靠性 。 逆变器直流侧电压的实际输出 UDC1 与理论值 UDC2 的对比仿真结果如图 3 所示 。由图 3 可知 ， 在整个仿真过程中 ， 直流侧电压几乎与理论值保持一致 。并网逆变器整机输出功率仿真结果如图 4 所示 。逆变器整机输出功率在 5 kW 时 ， 电流控制环自适应控制器的参数调整过程的仿真结果 ， 整个调整过程在 0.4 s 左右 ， 最佳的参数 Kp 最后稳定在 2 左右 ， 而 Ki 最后稳定在 0.5 左右 。并网逆变器整机输出功率在 5 kW 时 ， 输出电流的谐波畸变率如图 5 所示 。在理论分析和仿真的基础上 ， 制作了一台 10kW 的实验样机 ， 验证所提出的控制方法的正确性 。 图 6， 7 分别为电流环采取固定参数的 PI 在不同功率下输出的电流波形 ， 由于 PI 参数是针对额定负载所设计的 ， 因此在额定负载下其输出电流的畸变率较低 ， 在图 6 轻载情况下 ， 其电流波形的畸变率明显增加 。图 8， 9 分别为电流环采用自适应的参数调整的 PI 在不同功率下输出的电流波形 ， 由于 PI 参数可以根据外界环境的不同而对 PI 参数进行调整 ， 因此 ， 与图 6， 7 对比可以看出 ， 并网逆变器在不同功率条件下 ， 其电流的畸变率均较低 ， 能够满足工作需求 。5 结论针对现有光伏并网逆变器存在的缺陷 ， 提出一种能够根据外界环境改变 ， 而调整电流环 PI 参数的控制方案 ， 以保证并网逆变器一直处于最佳的工作状态 ， 保证逆变器自身工作环境得以改善以及把注入到电网的谐波污染降低至最低 ， 仿真和实验结果验证了所提出方案的正确性 。参考文献 [1] 王要强 ， 吴凤江 ， 孙力 ， 等 .带 LCL 输出滤波器的并网逆变器控制策略研究 [J].中国电机工程学报 ， 2011， 31（ 12） 34- 39.[1] Wang Yaoqi ang， Wu Fengjiang， Sun Li ， et al.Controlstrategy for grid- connected inverter with an LCL outputfil ter[J].Proceedings of the CSEE， 2011， 31（ 12） 34- 39.[2] 高军 ， 杨旭 ， 王兆安 .正弦波逆变电源抗偏磁电路的研究 [J].电工电能新技术 ， 2000（ 4） 8- 11.[2] Gao Jun， Yang Xu， Wang Zhaoan. 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The control model includingvoltage outer loop， current loop and capacitor current feedback is constructed. Simulation andexperimental results verify that the proposedcontrol schemeis correct and feasible.Key words grid connected inverter； capacitor current feedback； adaptive control； transferfunction 195方如举 光伏逆变电源的并网策略与自适应控制[10] Dai Xunjiang ， Chao Qin.Adaptive current hysteresiscontrol of grid -connected inverter [J].Electric PowerAutomationEquipment， 2009， 29（ 9） 85-8 9， 100.[11] 方如举 .带有 LCL 滤波器的并网逆变器自适应控制策略 [J].电力电子技术 ， 2015， 49（ 7） 23-2 6.[11] Fang Ruju.Adaptive control strategy of grid-connectedinverter with LCL filter[ J]. Power Electronics， 2015， 49（ 7） 23-2 6.