逆变器基础
1 目 录 一 、 概述 . 3 1、 逆变器的定义 . 3 2、 逆变技术的发展趋势 . 4 3、 逆变器的主要技术指标 . 5 二 、 单相电压源逆变器 . 5 1、 推挽式逆变电路 . 6 2、 半桥 式逆变电路 . 7 3、 单相全桥逆变电路 . 8 3． 1 移相调压法 9 3． 2 脉宽调节法 . 10 4、 单相方波逆变器的输出波形分析 . 11 5、 单相全桥正弦波逆变技术 . 13 5． 1 单极性正弦波脉宽调制方式 13 5． 2 双极性正弦波脉宽调制方式 . 16 6、 实用电路 . 25 三 、 三相逆变器 . 26 1、 三相 电压型逆变器 . 26 1.1 三相电压型方波逆变器 . 27 1.2 三相电压型 SPWM 逆变器基本原理 30 1.3 SPWM 波形生成技术 31 1.4 双极性调制及逆变器输出电压 32 1.5 自然采样法 36 1.6 规则采样法 38 1.7 消除有限次谐波的 PWM 调制方法 39 1.8 过调制问题 41 2、 三相电流型逆变器 . 42 四 、 带高频环节逆变技术 . 45 1、 概述 45 2、 高频 DC-DC 变换器 45 2.1.不隔离型直流斩波器 . 45 2.1.1 降压斩波电路 . 46 2.2.2 升压斩波电路 54 2.2 隔离型 DC-DC 变换器 . 63 2.2.1 基本电路的动作说明 . 64 2.3 后级 DC-AC 逆变器 . 71 2.3.1 概述 . 71 2.3.2 逆变器的设计规格 72 2.3.3 基于 DSP 逆变器的优势 . 72 2.3.4 DC–DC 推挽变换部分 73 五 、 逆变器的组合 、 并联 、 多重叠加和多电平技术 . 74 1、 概述 74 2 1.1 逆变器的组合 . 74 1.2 逆变器的并联 83 1.2.1 概述 83 1.2.2 并联技术的现状 84 1.2.3 并联逆变的关键技术 均流和同步 94 1.3 逆变器的多重叠加 . 96 1.3.1 单相串联多重叠加技术 96 1.3.2 三相逆变器的多重叠加技术 107 1.4 逆变器的多电平变换技术 . 114 1.5 二极管箝位型三电平变换 . 114 1.6 二极管箝位型五电平变换 . 119 六 、 并网型逆变技术 . 123 1、 光伏并网逆变技术 . 123 1.1 引 言 . 123 1.2 小型光伏电路 124 1.3 正弦波电压的实现 124 1.4 大型光伏并网发电技术 127 2、 风机并网发电技术 . 128 2.1 概述 . 128 2.2 变速风力发电机组中的逆变器 131 附 参考文 献 3 逆 变 器 一 、 概述 逆变器也称逆变电源 ， 是将直流电能转变成交流电能的变流装置 ， 是太阳能 、 风力发电中一个 重要部件 。 随着微电子技术与电力电子技术的迅速发展 ， 逆变技术也从通过直流电动机 交流发 电机的旋转方式逆变技术 ， 发展到二十世纪六 、 七十年代的晶闸管逆变技术 ， 而二十一世纪的逆变 技术多数采用了 MOSFET、 IGBT、 GTO、 IGCT、 MCT 等多种先进且易于控制的功率器件 ， 控制电 路也从模拟集成电路发展到单片机控制甚至采用数字信号处理器 （ DSP） 控制 。 各种现代控制理论 如自适应控制 、 自学习控制 、 模糊逻辑控制 、 神 经网络控制等先进控制理论和算法也大量应用于逆 变领域 。 其应用领域也达到了前所未有的广阔 ， 从毫瓦级的液晶背光板逆变电路到百兆瓦级的高压 直流输电换流站 ； 从日常生活的变频空调 、 变频冰箱到航空领域的机载设备 ； 从使用常规化石能源 的火力发电设备到使用可再生能源发电的太阳能风力发电设备 ， 都少不了逆变电源 。 毋须怀疑 ， 随 着计算机技术和各种新型功率器件的发展 ， 逆变装置也将向着体积更小 、 效率更高 、 性能指标更优 越的方向发展 。 1、 逆变器的定义 逆变器是通过半导体功率开关的开通和关断作用 ， 把直流电能转变成交流电能的一 种变换装置 ， 是整流 变换的逆过程 。 逆变器及逆变技术按输出波型 ， 主电路拓朴结构 、 输出相数等方式来分类 ， 有多种 逆变器 ， 具体如下 单项逆变器 三相逆变器 多项逆变器 （ 按输出交流电相数分类 ） 方波逆变器 正弦波逆变器 （ 按输出电压波形分类 ） 阶梯波逆变器 4 2、 逆变技术的发展趋势 逆变技术的原理早在 1931年就有人研究过 ， 从 1948年美国西屋电气公司研制出第 一台 3KHZ感应加热逆变器至今已有近 60年历史了 ， 而晶闸管 SCR的诞生为正弦波逆变 器的发展创造了条件 ， 到了 20世纪 70年代 ， 可关断晶闸管 （ GTO）、 电力晶体管 （ BJT） 的问世使得逆变技术得到发展应用 。 到了 20 世纪 80 年代 ， 功率场效应管 （ MOSFET）、 绝缘栅极晶体管 （ IGBT）、 MOS 控制晶闸管 （ MCT） 以及静电感应功率器件的诞生为逆变 器向大容量方向发展奠定了基础 ， 因此电力电子器件的发展为逆变技术高频化 ， 大容量 化创造了条件 。 进入 80 年代后 ， 逆变技术从应用低速器件 、 低开关频率逐渐向采用高 速器件 ， 提高开关频率方向发展 。 逆变器的体积进一步减小 ， 逆变效率进一步提高 ， 正 弦波逆变器的品质指标也得到很大提高 。 另一方面 ， 微电子技术的 发展为逆变技术的实用化创造了平台 ， 传统的逆变技术需 （ 按输入直流电源性质分类 ）电压源型逆变器 电流源型逆变器 推挽逆变器 半桥逆变器 （ 按主电路拓朴结构分类 ） 全桥逆变器 （ 按功率流动方向分类 ）单向逆变器双向逆变器 （ 按负载是否有源分类 ）有源逆变器 无源逆变器 低频逆变器 工频逆变器 （ 按输出交流电的频率分类 ） 中频逆变器 高频逆变器 （ 按直流环节特性分类 ） 低频环节逆变器 高频环节逆变器 5 要通过许多的分立元件或模拟集成电路加以完成 ， 随着逆变技术复杂程度的增加 ， 所需 处理的信息量越来越大 ， 而微处理器的诞生正好满足了逆变技术的发展要求 ， 从 8位的 带有 PWM口的微处理器到 16位单片机 ， 发展到今天的 32位 DSP器件 ， 使先进的控制技 术如矢量控制技术 、 多电平变换技术 、 重复控制 、 模糊逻辑控制等在逆变领域得到了较 好的应用 。 总之 ， 逆变技术的发展是随着电力电子技术 、 微电子技术和现代控制理论的发展而 发展 ， 进入二十一世纪 ， 逆变技术正向着频率更高 、 功率更大 、 效率更高 、 体 积更小的 方向发展 。 3、 逆变器的主要技术指标 逆变器有许多重要指标 ， 介绍如下 1额定容量 2额定功率 3输出功率因数 4逆变效率 5额定输入电压 、 电流 6额定输出电压 、 电流 7电压调整率 8负载调整率 9谐波因数 10） 总谐波畸变率 11） 畸变因数 12） 峰值子数 二 、 单相电压源逆变器 电压源逆变器是按照控制电压的方式将直流电能转变为交流电能 ， 是逆变技术中最 为常见和简单的一种 ， 下面从单相电压源逆变器入手 ， 并由浅入深 。 要从一个直流电源中获取交流电能 ， 有多种方式 ， 但至少应使用两个功率开关 元件 ， 单相逆变器有推挽式 、 半桥式 、 全桥式三种电路拓朴结构 ， 如果每半个工频周期内只输 6 出一个脉冲 ， 我们称其为方波逆变器 ， 如果每半个周期内有多个脉宽组成 ， 并且脉冲宽 度符合正弦波调制 （ SPWM） 规律 ， 则称其为正弦波脉宽调制输出 。 方波逆变技术实质上 是一个单脉冲调制技术 ， 下面介绍其工作原理 。 1、 推挽式逆变电路 图 2-1是单相推挽式逆变器的拓朴结构 ， 该电路由两只共负极的功率开关 0 图 2-1 推挽电路拓扑结构 直流电源 元件和一个初级带有中心抽头的升压变压器组成 ， 若交流负载为纯阻性负载 ， 当 t1≤ t ≤ t2时 VT1功率管加上栅极驱动信号 Ug1， VT1导通 ， VT2截止 ， 变压器输出端感应出正电 压 ； 当 t3≤ t≤ t4时 ， VT2功率管加上栅极驱动信号 Ug2， VT2导通 ， VT1截止 ， 变压器输出 端感应出负电压 ， 波形如图 2-2所示 ， 若负载为感性负载 ， 则变压器内的电流波形连续 ， 输出电压 、 电流波形如 图 2-2 推挽电路波形 7 I0 0U 图 2-3 推挽电路感性负载波形 图 2-3 所示 ， 推挽逆变器的输出只有两种状态 V0 和 -V0 ， 实质上是双极性调制 ， 通过调节 VT1和 VT2的占空比来调节输出电压 。 推挽式方波逆变器的电路拓朴结构简单 ， 两个功率管可共地驱动 ， 但功率管承受开 关电压为 2倍的直流电压 ， 因此适合应用于直流母线电压较低的场合 。 另外 ， 变压器的 利用率较低 ， 驱动感性负载困难 。 2、 半桥式逆变电路 半桥式逆变电路的拓朴结构如图 2-4所示 ， 两只串联电容的中点作为参考点 ， _ 图 2-4 半桥电路拓朴结构 8 当开关元件 VT1导通时 ， 电容 C1上的能量释放到负载 RL 上 ， 而当 VT2导通时 ， 电容 C2上的能量释放到负载 RL 上 ， VT1和 VT2轮流导通时在负载两端获得了交流电能 ， 半桥 逆变电路在功率开关元件不导通时承受直流电源电压 Ud， 由于电容 C1和 C2两端的电压 均为 Ud/2（ 假设 C1C2）， 因此功率元件 VT1和 VT2承受的电流为 2Id。 实质上单相半桥电 路和前一节讨论的单相推挽电路在 电路结构上是对偶的 ， 读者可自行分析半桥电路的工 作过程 。 半桥型逆变电路结构简单 ， 由于两只串联电容的作用 ， 不会产生磁偏或直流分量 ， 非常适合后级带动变压器负载 ， 当该电路工作在工频 （ 50或者 60HZ） 时 ， 电容必须选取 较大的容量 ， 使电路的成本上升 ， 因此该电路主要用于高频逆变场合 。 3、 单相全桥逆变电路 单相全桥逆变电路也称 “ H桥 ” 电路 ， 其电路拓朴结构如图 2-5所示 ， 由两个半 桥 0 4 3 21 3 2 4 1 图 2-5单相全桥电路拓朴结构 电路组成 ， 以 1800 方波为例说明单相 全桥电路的工作原理 ， 功率开关元件 Q1与 Q4互补 ， Q2与 Q3互补 ， 当 Q1与 Q3同时导通时 ， 负载电压 U0 Ud； 当 Q2 与 Q4 同时悼通时 ， 负载两 端 U0 -Ud， Q1 Q3 和 Q2 Q4 轮流导通 ， 负载两端就得到交流电能 。 9 D 1D42Q QD2 D Q1 3Q D2 1D dV 0uQ31Q L φ I 图 2-6 全桥输出电压 、 电流波形 假设负载具有一定电感 ， 即负载电流落后与电压 角度 ， 在 Q1Q3 功率管栅极加上 驱动信号时 ， 由于电流的带后 ， 此时 D1 D3 仍处于导通续 流阶段 ， 当经过 y电角度时 ， 电流过零 ， 电源向负载输送有功功率 ， 同样当 Q2 Q4 加上栅极驱动信号时 D2D4 仍处于 续流状态 ， 此时能量从负载馈送回直流侧 ， 再经过 y电角度后 ， Q2 Q4 才真正流过电流 。 单相全桥电路上述工作状况下 Q1Q3 和 Q2Q4 分别工作半个周期 ， 其输出电压波形为 180 度的 方波 ， 事实上这种控制方式并不实用 ， 因为在实际的逆变电源中输出电压是需要可以控制和调节的 ， 下面介绍输出电压的调节方法 移相调压法和脉宽调压法 。 3． 1 移相调压法 图 2-7为移相控制原理 ， Q1 Q4 互锁 ， Q2 Q3 互锁 ， 且均为 180℃ 方波信号 ， 但 Q1 Q4 桥臂所加的方波与 Q2 Q3 桥臂所加的方波相位错开 角度 ， 10 图 2-7 移相控制原理 假设负载功率因数在 （ 0 1） 之间 ， 且电流滞后于电压某一角度 ， 则移相电路可分 为 6个不同的工作时间段 第一时段 有功输出模式 ， 输出电压电流均为正 Q1 Q3 导通 第二时段 续流模式 ， 电压为零但电流为正 Q1 Q2 导通 第三时段 回馈模式 ， 电压为负但电流为正 D2D4 导通 第四时段 有功输出模式 ， 电 压为负电流为负 Q2 Q4 导通 第五时段 续流模式 ， 电压为零但电流为负 Q4 D3 导通 第六时段 回馈模式 ， 电压为正但电流为负 D1D3 导通 采用移相控制方式调节输出电压只需调节相移角 y即可 ， 由于四个功率开关元件和 四个续流二极管轮流对称工作 ， 因此每个器件所承受的应力对称相等 ， 对延长器件寿命 有利 。 3． 2 脉宽调节法 脉宽调节的控制波形如图 2-8所示 ， 用一个幅值为 Ur的直流参考电平与幅值为 Uc 11 图 2-8 脉宽调节的控制波形 的三角波载波信号进行比较 ， 得 到 Q1 Q3 和 Q2Q4 的基极驱动信号 ， 其中 Q1 和 Q4 互补 。 当 Uc在 0～ 1范围内变化时 ， 脉冲宽度可在 0～ 1800 范围内变化 ， 从而改变输出电压 Uo。 图 2-8 所示的控制方式中 “ H 桥 ” 斜对角的功率开关同时导通和关断 ， 四个功率开关在 22,0 区间 ， 22,22 区间 ， 2, 22 区间均不导通 ， 在这种情况下若负 载功率因数在 （ 01） 之间 ， 续流二极管将完成部分能量从负载回馈至直流侧的作用 ， 这种工作方式中输出 只有 1、 -1两种状态 ， 我们称之为双极性调制 ； 与之相反的单极性 调制法是保证输出具有 1、 0、 -1三种状态 ， 该方法将在后续章节中讨论 。 4、 单相方波逆变器的输出波形分析 推挽式 、 半桥式 、 全桥式逆变器输出的方波或矩形波 ， 如图 2-9所示 。 图 2-9 矩形波形 a） 脉宽为 1800 b脉宽为 （ 1800 -y） 12 图 2-9a所示方波的傅里叶级数展开式为 sin/4 5,3,1 12 2 tnn NNUtu n i （ 2-1） 式中 iU 推挽式方波逆变器一次测单个绕组上的电压 ； 1N 推挽式方波逆变器一次测两个相同的绕组匝数 ； 2N 推挽式方波逆变器二次测绕组匝数 方波中含有幅值为 4UiN2I（ N1π ） 的基波分量外 ， 还含有较大的低次谐波 （ 3， 5， 7， 9 次 ） 分量 。 该方波输出电压的有效值为 12 22/ 0 1202 //2 0 NNUtdNNUTU iT i （ 2-2） 其基波分量的有效值为 1212 12 21 /9.0/ 22 2 /4 NNUNNUNNUU ii i （ 2-3） 方波输出电压的畸变率 THD为 48/9.0 /9.0/2 2 12 2 12 2 12 21 2 NNU NNUNNU U nUTHD i iin （ 2-4） 脉宽为 1800 -2的矩形波 ， 如图 2-9b所示 ， 输出电压的傅里叶级数展开式为 sin2sin1/4 sincos/4 2 1 .5,3,1 12 .5,3,1 12 2 tnnn NNU tnnn NNUtu n n i n i （ 2-5） 该矩形波同样只含有各奇次谐波 ， 并且基波及谐波的幅值随脉宽变化 ， 当脉宽等于 1200 时 ， 3次及 3倍数次谐波等于零 。 由图 2-9b可知 ， 脉宽 与调制度 m有关 ， 即 m （ 2-6） 式中 脉宽 m 调制度 输出电压的有效值为 13 12 22/ 2/ 122 //1 NNUtdNNUU ii （ 2-7） 由式 （ 2-4）、（ 2-5）、（ 2-6） 可知 ， n次谐波的含量 U2n /（ Ui N2 /N1）、 总的谐波畸变 度 THD与调制度 m的关系 ， 如图 2-10所示 。 矩形波的 THD随脉宽变化 ， 即使脉宽为 1200 时 ， THD仍有 30。 图 2-10矩形波的 n次谐波含量 、 总谐波畸变度与调制度的关系 5、 单相全桥正弦波逆变技术 前面所述的方波逆变电路虽然结构简单 ， 但输出的电能质量较差 ， 谐波分量大 ， 随 着功率器件的发展 ， 正弦波脉宽调制 （ SPWM） 技术得到了广泛的应用 ， SPWM控制是在逆 变器输出交流电能的一个周期内 ， 将直流电能斩成幅值相等而宽度根据正弦规律变化的 脉冲序列 ， 该脉冲序列的宽度是随正弦波幅值 变化的离散脉冲 ， 经过滤波后得到正弦波 交流电能 。 正弦波脉宽调制分为单极性调制和双极性调制两种方式 ， 下面分别介绍其工作原理 。 5． 1 单极性正弦波脉宽调制方式 用幅值为 rU 的参考正弦波 rU 与幅值为 cU 、 频率为 cf 的三角波 cu 比较 ， 产生功率开 关驱动信号 。 单极性正弦脉宽调制原理波形如图 2-11 所示 ， 图 2-11a 是用两个极性相 反的参考正弦波与双向三角形载波相交产生功率开关驱动信号 ； 图 2-11b是用单相正弦 波全波整流电压信号与单向三角形载波交截 、 再通过倒相得到功率开关驱动信号 ， 或直 接用参考正弦波与单向三角形载波交截产生功率开关驱动信号 。 14 图 2-11 单极性正弦脉宽调制 SPWM原理波形 a双向三角形载波 图 2-11单极性正弦脉宽调制 SPWM原理波形 （ 续 ） b 单 向 三角形载波 参考波频率 rf 决定了输出频率 0f ， 每半周期的脉冲数决定于载波频率 cf 。 15 通过改变参考正弦波幅值改变调制度 ， 输出电压峰值由 0变到 12 / NNUi 。 如果第 j 个脉冲宽度为 j ， 则由式 2 / / 2 2 2 1 / / 2 1 2 / 2 p orms i ip Np pU U N N d t U N 可以得到输 出电压有效值为 p i j iorms UN NU 11 2 （ 2-8） 式中 p 每半周期的脉冲数 ； j 第 j 个脉冲宽度 由 式 2 1 1 4 / sin cos 2 2 p i n j U N N nA n j n 式 2 1 1 4 / sin sin 2 2 p i n j U N N nB n j n 可计算输出电压的傅里叶级数的系数为 p j jjj i n nnn NNUA 1 12 sinsin/2 （ 2-9） p j jjj i n nnn NNUB 1 12 coscos/2 （ 2-10） 式中 j 第 j 个脉冲的起始角 ； j 第 j 个脉冲宽度 以半个周期内有 5 个调制脉冲为例 ， 单极性正弦脉宽调制谐波含量 、 THD 与调制度 的关系 ， 如图 2-12 所示范 ， 其 THD 明显比多脉宽调制低 。 这类调制方法消除了所有低 于或等于 2 p -1次谐波 ， 5p 时最低次谐波为 9次 。 16 图 2-12 单极性正弦脉宽调制谐波含量 、 THD 与调制度的关系 5． 2 双极性正弦波脉宽调制方式 双极性正弦脉宽调制原理如图 2-13所示 。 输出电压 0 tu 波形在 0～ 2 区间中心对 称 、 在 0～ 区间轴对称 ， 其傅里叶级数展开式为 tnBtu n n sin .5,3,1 0 （ 2-11） 式 （ 2-11） 中 sin2 0 0 tntuBn 。 输出电压 0 tu 是幅值为 12 / NNUi 、 频率为 0f 的 方波与幅值 2 12 / NNUi 、 频率为 cf 的负脉冲序列 （ 起点和终点分别为 1 、 2 、 、 12 p 、 p2 ） 的叠加 。 因此 P j jj i n nnNn NUttdnNNUi ttdnNNUittdnNNUittdnNNUiB p p 1 212 1 2 1 2 0 1 2 1 2 1 2 coscos14sin2 sin2sin2sin2 2 12 2 1 4 3 17 （ 2-12） 输出电压为 tnnnNn NUtu p j jj n i sincoscos1 4 1 212 .5,3,1 1 2 0 （ 2-13） 输出电压基波分量 01 tu 为 tnnNNUtu P j jj i sincoscos1 4 1 212 1 2 01 （ 2-14） 图 2-13 双极性正弦脉宽调制波形 输出电压谐波含量与调制度的关系如图 2-14 所示 。 18 图 2-14 输出电压谐波含量与调制度的关系 5． 3 SPWM逆变器调压性能分析 SPWM 逆变器的调压性能是指采用 PWM 控制时逆变器输出基波电压的调节范围 、 线 性度和电压利用率 。 由上述分析可知 （ 1） 输出电压的基波幅值 mU01 随调制度 m的变化 连续可调 ， 载波比 k较高时 ， mU01 与 m间有线性关系 ， 且与 k值无关 ；（ 2） 当 k值较低 时 ， 调压线性度变差 。 上述现象可从图 2-15所示的电压频谱图得到解释 ， 整个频谱包含三种谐波幅值 （ 1） 基波幅值 mU01 在 k值较高时由 m值决定 ， 其频率 02 f 取决于调制信号 ru 的重复 频率 ；（ 2） 与载波频率 c 成整数倍的各点 .321 、、 nn c 形成中心频率 ， 与此频率 相对应的谐波幅值较大 ， 其大小随 m值增大而增大 ；（ 3） 以 cn 为中心组成各个边频谐 波幅值衰减的频带 ， 边频带中相邻两次谐波的频差为 0 ， 如 k9 时输出电压所包含的 谐波为 7、 9、 11、 17、 19 （ 偶次谐波为零 ）。 19 图 2-15 正弦脉宽调制输出电压频谱 频率是最低的一个频带 ， 其中心频率为 c ， 中心频率与基频相距为 01 k 。 由 于边频谐波幅值自中心频率向两侧衰减 ， 因此 k 值较高时相当于 c 远离 0 ， 边频谐波 幅值在接近 0 以前衰减为零 ， 无混叠现象产生 ， 基波幅值完全由 m 值控制并呈良好线 性关系 。 相反的 ， k 值较低时 ， c 接近与 0 ， 这时将产生混叠现象 ， 尤其是 m 值较高 时边频谐波较高 ， 下边频谐波在 0 位置尚未衰减为零 ， 即基波幅值将在原 mU01 的基础 上叠加一个边频分量 ， 这就破坏了基波幅值随 m线性变化的关系 ， 导致 m值越高向上偏 离值越大的现象 。 此外 ， k值越 高 ， 输出电压中所包含幅值较高的低次谐波次数便越高 。 5． 4． 实用的逆变电源的设计 上一节介绍了 SPWM 脉宽调制波形的发生 ， 在实际设计逆变电源时 ， 仅仅能够产生 脉冲宽度是远远不够的 ， 一个品种的逆变器设计 、 研发过程是非常复杂的 ， 一般要经过 下面的程序 20 下面以一台 48Vdc逆变为 220Vac,容量为 2KVA 的逆变器的设计制造过程为例 ， 说明 其过程 。 要研制一台上述规格的逆变器 ， 首先要明确用户的需要 ， 以用户为通信行业为 例 ， 我们首先要满足通信行业的相关标准 ， 如 YDT777-1999 通信用逆变器 用户的需要 国家国际标准的满足 产品性能定位 产品设计输入 确定直流母线电压 确定输出电压和功率 确定主电路的拓朴结构 微处理器选型 控制方案确定 、 各元件参数选取 辅助电源 、 接口电路设计 PCB 制作 ， 外协零部件制造 样机制造 样机测试 结束 样机合格 NO YES 21 GB/T17626 电磁兼容系列标准 （ 等同于 IEC61000） IEC61024 建筑物的雷电防护 然后按照用户的要求和对产品本身性能的定位确定设计任务书 。 上述案例要求将直 流 48V 转变成交流 220V， 按两倍直流母线电压选择余量 ， 则应选取 100V 电压等级的功 率器件 ， 一般在低压时应选取功率 MOSFET； 对电流额定值的选取 ， 一般应选择 3倍余量 ， 若逆变效率为 85， 允许的直流最低电压为 42V， 允许过载能力为 120， 则直流电流的 最大值为 671208542 102 3 Av w ， 再考虑 3倍的电流余量 ， 应选择 200A的功率 MOSFET。 那是否有正好适合的 100V， 200A 的功率 MOSFET 呢 查阅相关资料后可知 IXYS 公司的 “ HIPERFET” Power MOSFET， 型号为 IXFN230N10比较适合 。 其参数如下 ID230A， RDS （ on） 0.006Ω ,QGon690nc,封装形式为 ISOPLUS227。 选择了主功率器件后若采用工频逆变技术 ， 应设计主变压器 ， 其设计首先应选择逆 变变压器的效率指标 、 变比 、 和漏抗三个重要的数据 ， 总效率为逆变桥效率 变压器效 率 滤波器效率 ， 一般要求变压器效率在 95以上 ， 最好采用冷轧型簿型硅钢片 ， 至于 匝比 ， 应考虑直流允许范围及输出电压精度两个重要指标 ， 也就是应在最严重工况 ， 如 输入为 42Vdc， 输出功率为 2KVA时 ， 应保证输出电压仍在 220V允许波动范围以内 。 输出滤波器的设计 ， 是逆变器设计的一个重点 ， 通常采用常 K型 Γ 型低通滤波器 ， 常 K 型 Γ 型低通滤波器如图 2-16 所示 。 串臂阻抗 1Z 与并臂阻抗 2Z 的 乘积 KCLCjLjZZ ff //1 1121 ， 一旦 Lf、 Cf值确定后 ， K为常数 、 不随频率变化 ， 故称为常 K型 Γ 型低通滤波器 。 由于 ff CL / 具有阻抗平方量纲 ， 故常数 K也可用滤波器的另一重要参数 R表示 ， 即 2/ RKCL ff （ 2-15） 式中 fL 滤波电感 ； fC 滤波电容 ff CLR / （ 2-16） 式中 R 标称特性阻抗 22 图 2-16常 K型 Γ 型低通滤波器 四端网络在输入端 、 输出端均处于阻抗匹配时工作最好 ， 图 19-8 所示的四端网络 的输入端 、 输出端特性阻抗分别为 ffffffc CLRCLCLZZZZZ 22 21211 11//1 （ 2-17） ffffffc CLRCLCLZZZZZ 22 21212 1/1///1 （ 2-18） 式中 1Z 串臂阻抗 ； 2Z 并臂阻抗 当 0 时 ， ffcc CLZZ /21 ， 故 R 是频率为零时的特性阻抗 ， 称之为标称特性阻 抗 。 Γ 型滤波器的传通条件为 0/1 21 ZZ ， 即 0/1 2 RLj f ， 故可得 RL f 0 （ 2-19） 当 01 fLZ 时 ， 必定为零 ， 此为通频带的最低角频率 ； 当 fLZ 1 R 时 ， 则 cfLR / ， 此 为 通 频 带 的 最 高 角 频 率 ， 即 滤 波 器 截 止 频 率 。 因 fffc CLLR /1/ ， 可得滤波器的截止频率 cf 为 2/12/ fffc CLLRf （ 2-20） 因此 ， 当 cff 0 时 ， Γ 型滤波器的衰耗为零 ； 当 cff 时 ， Γ 型滤波器开始有 衰耗 ， 其衰耗频率特性如图 2-16 所示 。 图中 ， 21 /1 UUnb 为对称四端网络的衰耗常 数 。 通带内的衰耗为零 ， 因为这时的 Zc1、 Zc2 均为纯电阻 ， 只有滤波器的阻抗相当于电 阻时 ， 它才能从输入端吸收能量 ， 而当滤波器元件没有损耗时 ， 能量才能完整地送入负 载中 ， 因此衰耗可为零 ； 在阻带中 ， 特性阻抗具有电抗性质 ， 滤波器从电源吸收的能量 将部分返回电源 ， 负载只能部分得到电源供给的能量 ， 呈现出甚大的衰耗 。 23 图 2-17 常 K型 Γ 型滤波 器的衰耗特性 对称四端网络的衰耗常数还可表示为 //11/1 212121 ZZZZnUUnb （ 2-21） 若 b 用双曲线函数 2/ bb eechb 表示 ， 令 cff / 为无量纲频率或通用频率 ， 将 fLjZ 1 、 /12 fCjZ 和式 （ 2-20） 代入式 （ 2-21）， 可得阻带衰耗公式为 ccff ffCLZZchb /// 21 （ 2-22） 式中 通用频率 cf 滤波器的截止频率 fL 与 fC 的确定 由式 （ 2-20） 可得 2/ cf fRL （ 2-23） 2/12// 2 RfRLfLRLC cfcfff （ 2-24） fL 与 fC 的值取决 cf 与 R的选择 。 若最低次谐波为 11 次 ， 理论上可将 cf 定在 11 次谐波频率左右 ， 从而只需很小的 Lf与 Cf 值 。 然而 ， 最低次谐波的理论计算值只能作为参考 ； 由于变压器绕制的偏差 、 功 率晶体管动态压降或饱和压降不一致以及各种非线性因素 ， 实际电路中往往具有较高的 二次与三次谐波电压 ， 故实际滤波器 cf 的选 取有时要低到三次或二次谐波频率才能得到 较好的正弦波形 。 这要根据器件与工艺水平的实际情况来选定 。 当输出电压基波频率为 50HZ时 ， cf 通常选在 100～ 400HZ 左右 。 显然 ， cf 选得低 ， Lf与 Cf 值将增大 ， 成本将增 24 加 ； 但由图 2-16可知 ， 若 cf 低 ， 谐波频率处的衰耗将增大 ， 可得到较好的正弦波 。 由式 （ 2-17）、（ 2-18）、（ 2-22） 可得 22 1 11 RCLZ ffc （ 2-25） 22 2 1/1/ RCLRZ ffc （ 2-26） 由式 （ 2-25）、（ 2-26） 可得 ， 1cZ 、 2cZ 与频率 的关系入图 19-10 所示 。 需要关心的 是通带内 （ 0～ c 区间 ） cZ 的变化 。 在通带内 ， 只有当负载 电阻 RL 等于特性阻抗 （ 电阻 性 ） 时才能使衰耗真正为零 。 然而 ， 由图 19-10 可看出 ， cZ 在通带内并不是常数 ， 故 RL 需取某一合适值 ， 使其在通带内与 cZ 的正负偏差适中 ， 滤波器才能传送较多的有功功 率 ， 而回馈至逆变器的无功功率较少 。 在 Γ 型滤波器中 ， RL与 2cZ 端相接 ， 设 RL 在 2cZ 曲 线上的位置适中 ， 如图所示 。 由图可得 R（ 0.5～ 0.8） RL （ 2-27） 式中 RL 负载电阻 图 2-18 cZ 与频率 的关系 当逆变器的输出功率和输出电压已知时 ， RL 就是已知量 ， 则滤波器的标称特性阻抗 R即 可选定 ， 将其代入式 （ 2-23）、（ 2-24） 中 ， 即可决定 Lf、 Cf 值 。 25 谐波含量的计算 常 K型 Γ 型低通滤波器对各次谐波的衰减已 由式 （ 2-22） 决定 ， 当 cf 选定后即可进行计算 。 例如 ， cf 选定为三次谐波 ， 欲求 f 11 次 、 13 次 、 23 次和 25次谐波的衰减值 ， 则可由 3/253/233/11/ 、、 cffchb 和双曲线函数表求出 b值 。 若最后的结果还嫌谐波过大 ， 则可将 cf 定在 2.5 次谐波上 ， 甚至更低些 ， 直至谐波 含量满足要求 。 微处理器的选型也是逆变器设计的另一个重点 ， 一般 应选择带有多个 PWM口的微处 理器 ， 可供选择的微处理器如下表 制造商 型 号 说 明 Microchip PIC16C73 两路 PWM口 ， 价格低廉 摩托罗拉 68HC16 两路 PWM口 ， 价格低 ， 10 位 A/D转换 富士通 MB90260 电机控制专用 ， 价格低廉 ， 使用方便 NEC公司 PD78366 6通道 PWM功能 ， 内部 ROM 48KB 日立公司 SH7034 快速 A/D转换 ， 6通道 PWM， 2通道串口 三菱公司 M37704/M37705 16 位 ， 除波形生成功能外 ， 采用 RISC 精简指令 ， 运算 速度快 INTEL公司 8XC196MC 32位加减运算 ， 8通道 PWM， 指令丰富 ， 价格较高 另外 ， 随着微电子技术的发展 ， 最新的逆变技术开始采用数字信号处理器 （ DSP） 来完成 ， 专用的 DSP有下列型号可供选择 制造商 型号 说明 德州仪器公司 TMS320C24X 是较早推出的专门用于电机控制和电源变换 的处理器 ， 具有 12 位 A/D 转换功能 ， 专用 PWM 口 ， 指令单周期 50ns， 并具有多个串口 和 CAN通讯功能 ， 是较为普及的 DSP器件 。 摩托罗拉公司 M586XX 12位 A/D转换 ， 多路 PWM口 ， CAN2.0通讯等 Microchip公司 DSPIC30 24 位令指 ， 40M 外部时钟 ， 8 路 PWM 输出加大的通讯功能 ， 4KB片内 EEPROM， 价格低廉 AD公司 ADSP-219XX 160M时钟频率 ， 内置 1.0基准 ， 14位 A/D转 换 ， 32位编码输入 ， 功能最强大 ， 但价格昂 贵 6、 实用电路 上面各小节介绍了单相逆变器的原理 、 设计 、 研发和常器件 ， 下面以 48V， 2KVA逆 变器为例说明各个部分的特点和功能 ， 图 2-19为一个实际的逆变电源 ， F1、 L1、 C1 26 5V 3.3V 5V Q3 Q2 Q4 Q1 C1 C2 T1L2L1 F2F1 检测接口 显示 、 键盘 、 通讯 C8051 TMS320C2407 开关电源 - 48VAC TLP250开关电源 组成了直流平波及反灌杂音滤波电路 ， Q1Q2Q3Q4为功率场效应管 ， L2、 C2为交流输出滤 波器 ， T1为 2.2KVA高效变压器 ， F2为输出 EMI滤波器 ， 开关电源由直流 48Vdc变换成 多路隔离电源 ， 有三路 15V 供给功率 MOSFET 驱动电路 ， 3.3V 供给数字信号处理器 TMS320C2407， 5V 供给显示及键盘管理电路 ， 另需供给传
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