一种用于无互连线逆变器并联的多环控制方法

2008 年 1 月 电 工 技 术 学 报 Vol.23 No.1 第 23 卷第 1 期 TRANSACTIONS OF CHINA ELECTROTECHNICAL SOCIETY Jan. 2008 一种用于无互连线逆变器并联的多环控制方法姚 玮 陈 敏 陈晶晶 朱鹏军 钱照明（浙江大学电气工程学院 杭州 310027 ）摘要 针对传统逆变器无线并联系统稳态均流精度低和动态响应差等缺点，提出基于传统无线并联下垂法的新型多环控制结构，分析了逆变器并联系统有功和无功功率的环流模型。在传统的双环控制结构中增加了负载电流和输出电压补偿环，提高了单台逆变器的性能；基于 PQ 下垂系数法增加了瞬时电压基准补偿环和输出阻抗调节环，提高了系统的动态均流能力和对线阻抗等参数不平衡的调节能力。仿真和实验结果均验证了该方案的良好性能。关键词 无线并联 逆变器 环流 多环控制中图分类号 TM464 An Improved Wireless Control Strategy for Parallel Operation of Distributed Generation InvertersYao Wei Chen Min Chen Jingjing Zhu Pengjun Qian Zhaoming （ Zhejiang University Hangzhou 310027 China ）Abstract In this paper, a novel control scheme is presented, which is able to improve the transient response and power sharing accuracy of parallel-connected inverters with no control interconnections, and the active and reactive circulating current of the parallel system model are analyzed. A multiple-loop controller is developed based on the traditional droop method. The output voltage and load current compensation loops are added in the scheme to improve the performance and robust of single inverter. The instantaneous reference adjustment loop and variable impedance adjustment loop are added to enhance dynamic performance of parallel inverters, as well as reduce the circulating current at the parallel inverter ’ s startup and running. The proposed controller provides both steady-state objectives and a good transient performance. Simulation and experimental results are reported, confirming the validity of the proposed control technique. Keywords Parallel with no control interconnections, inverter, circulating current, multiple-loop control 1 引言随着电力电子技术的迅速发展，越来越多的场合开始使用 N＋ 1 的分布式冗余供电系统，以确保功率输出的可靠性和稳定性 [1-2] 。 大容量逆变器逐渐被许多个小逆变器所组成的并联系统取代，大大增加了系统的灵活性和可靠性。对于逆变器的并联控制，国外文献中提出了很多种方法 [3-4] ，但这些方法都需要在并联的单台逆变器之间有信号通信线来实现均流，这些通信线不仅限制了逆变器地理位置上的分布，同时这些额外的连接线更是给系统引入了干扰。所以有互连线的逆变器并联系统不能称之为真正意义上的分布式冗余系统。无互连线并联是指并联逆变器模块间仅有交流母线相连，而没有别的信号线相连。这是一种完全冗余的并联方案，具有广泛的应用领域 [5-7] 。无线并联方法只需要检测逆变器自身的输出，通过调整自身输出电压的频率和幅值来控制输出的有功和无功功率，实现整个并联系统的功率均分和稳定。但是这种传统的 PQ 下垂系数法存在动态响应慢和周期性调节的固有缺点，因为它需要通过低通滤波器计算每个工频周期逆变器输出的有功和无功功率。并且由于各种条件制约， 逆变器输出连线阻抗有差异，国家自然科学基金资助项目（ 50237030 ）。收稿日期 2006-10-27 改稿日期 2007-05-11 第 23 卷第 1 期 姚 玮 等 一种用于无互连线逆变器并联的多环控制方法 85 会很大程度上影响均流的效果，国内外文献对输出阻抗和线阻抗的影响也进行了系统研究，并针对无线并联系统调节稳态精度和动态性能提出了相应的改进方法 [8-10] 。本文主要基于传统的 PQ 下垂法提出一种新颖的多环控制结构。该方案相比传统下垂系数法，可以提高无线逆变器并联系统的瞬态响应性能和稳态功率精度。整个控制结构分成两个部分①针对传统的双环控制，增加了负载电流和输出电压的反馈补偿，提高单台逆变器的输出性能和增强对负载的适应性；②基于无连线 PQ 下垂法，增加了瞬时基准补偿环和输出阻抗调节环，改善系统的均流动态特性和静态精度。最后根据本文提出的控制策略进行了仿真和实验验证。2 逆变器并联系统分析2.1 系统环流特性分析图 1 所示为两台逆变器并联的等效输出模型。uo1 和 uo2 分别是两台逆变器的输出电压； uo 是交流母线电压；忽略连接线阻抗的影响， ZRij Xi 为两台逆变器模块的等效输出阻抗，并且简单地认为Ri1 Ri2 Ri， Xi1 Xi2 Xi，等效阻抗输出角为 α 。系统的环流为 i H，有功和无功环流分别为 PH、 QH ，并推导如下令 o1 o1 1u U δ ∠ ， o 2 o 2 2u U δ ∠（ 1）当 δ 1δ 2， U o1≠ Uo2 时o1 o 2 oH 2 2i i i i2 j 2U U UiR X R X α- ∠ - （ 1）o oH 2 2i icos2U UPR Xα（ 2）o oH 2 2i isin2U UQR Xα（ 3）图 1 逆变器并联等效输出模型Fig.1 Equivalent model of two paralleling inverter system（ 2）当 Uo1 Uo2 ， δ 1≠ δ 2， δ δ 1- δ 2 时o1 o 2 o1H 2 2i i i i2 j 22U U UiR X R Xδ δα- π ≈ ∠ - 2 （ 4）o1 oH 2 2i isin2U UPR Xδ α（ 5）o1 oH 2 2i icos2U UQR Xδ α -（ 6）从上式可以看出，两台逆变器输出电压的幅值和相位的差异决定了逆变器并联时系统环流的大小，并且环流的大小和逆变器模块的输出阻抗成反比。两台逆变器输出电压同幅不同相，有功环流和无功环流比值为 tanα ，当输出电压同相不同幅时，有功环流和无功环流的比值为 cotα 。2.2 下垂系数控制法每个并联的逆变器都需要通过连接线连到交流母线。如图 1 所示，把逆变器等效成为一个有内阻的电压源。由于闭环控制技术和滤波电感的使用，逆变器的等效输出阻抗大多呈感性， 记 Z Xθ∠ ≈ ∠ 90 。 根据图 1 所示模型，可以得到有功和无功功率表达式为o1 oo1 1sinU UPX δ （ 7）o o1 1 oo1 cos U U UQXδ - （ 8）其中， X 为逆变器的输出阻抗； δ 1 为逆变器输出和母线交流电压的相位差， δ 1 非常小， 所以 1 1sin ,δ δ≈1cos 1δ ≈ 。对上面两式进行求导，可得o1 oo1 11U UPX δ （ 9）oo1 o11UQ UX （ 10）从式（ 9） 、式（ 10）可知，通过调节相位和幅值可以分别控制有功和无功功率。在实际应用中常通过调节输出电压的角频率来实现相位的调节。利用简单的一次函数实现下垂系数控制方法，可得传统的 PQ 下垂法调节关系为0 mPω ω - （ 11）0V V nQ - （ 12）式（ 11）和式（ 12）所表示的下垂系数法中，由于每个工频周期的有功和无功功率计算都需要在这个周期结束后才能得到，所以存在固有的周期性响应慢的缺点。传统的 PQ 下垂系数法用于无互连线的逆变器并联系统具有瞬态响应慢的局限性，并且下垂系数的大小和系统的输出阻抗、连线阻抗对系统的各种性能起着至关重要的影响。3 无互连线并联逆变器多环控制结构针对无互连线的逆变器并联系统，本文提出一86 电 工 技 术 学 报 2008 年 1 月种基于传统下垂系数法的改进型多环控制策略。它可以根据系统参数差异引起的输出电流变化瞬时调整电压基准以减小环流，并能根据自身的输出无功环流适当调节输出阻抗，提高并联系统的有功和无功功率稳态精度，提供较好的响应速度。图 2 所示为本文提出的无互连线并联逆变器多环控制结构示意图。这种新颖的控制结构在传统控制结构基础上增加了两个部分①输出电压和负载电流补偿环；②瞬时基准补偿环和输出阻抗调节环。图 2 无互连线并联逆变器多环控制结构Fig.2 Proposed multiple-loop control scheme for parallel operation of inverters with no control interconnections3.1 输出电压和负载电流补偿环图 3 所示为针对单台逆变器使用的控制框图。三个反馈信号分别是电感电流 i L，负载电流 io 和输出电压 Uo， K PWM 为逆变器的等效输出增益。电感电流和输出电压分别用来构成电流内环和电压外环，并在普通的双环结构上增加了输出电压反馈补偿和输出电流反馈补偿。a b 图 3 输出电压和负载电流补偿环示意框图Fig.3 Block diagram of the output voltage and load current compensation loops如图 3a 中虚线所示， 把输出电压反馈补偿增益设为 1/KPWM ， 这样输出电压对控制系统的两个环路可以互相抵消，从而可以基本消除负载对系统的扰动。根据内模原理，当电流内环增益足够高时，电流内环在电压外环的分析中可以简单地认为是一个常数增益 1/Kf i，以简化电压外环的分析。同理，如图 3b 中虚线所示增加了负载电流补偿环， 从而能较好地抵消负载变化对系统的性能影响。根据图 3 所示的控制框图，得到系统增加补偿环后的系统传递函数如式（ 13）所示，可以看到系统传递函数通过补偿之后不存在和负载有关的项，所以系统的控制性能随负载变化而产生的影响减小，大大增加了系统的鲁棒性。oref V A sG sV B s （ 13）式中 p c P WM i c PWM A s K K K s K K K 3 2f c PWM i LB s LCs K K K C r C s f c PWM p f c PWM iv vK K K K s K K K K图 4 所示为没有增加输出电压和负载电流补偿环时逆变器双环控制系统的频域特性。在没有补偿之前，控制系统的带宽和相位裕度都会随着负载的增加而变差和不稳定。新的控制结构增加了输出电压和负载电流补偿环之后可以消除由负载变化所引起的对控制系统特性的影响，使系统在各种负载条件下能够保持稳定。图 4 无补偿环时控制系统频率响应特性Fig.4 The frequency response of the system without compensation when load variation 3.2 瞬时基准调节环和输出阻抗调节环整个控制系统通过 DSP 编程实现，其中 PLL锁相控制环也是通过 DSP 检测过零点电压然后启动以实现热插拔功能。但是当一台逆变器刚接入交流母线时，由于 PLL 模块检测误差和控制延时，不可避免的会有一个瞬时环流引入。环流的峰值可以由下式表示第 23 卷第 1 期 姚 玮 等 一种用于无互连线逆变器并联的多环控制方法 87 opUILω≈ （ 14）式中 接入母线时的相位差Uo 输出电压ω L 等效阻抗在传统的下垂系数方法中，输出电压的幅值和频率必须在每个工频周期之后才能调节，所以刚接入交流母线时的启动环流较大。为了减小这种初始的环流尖峰，在原有的下垂系数法中增加了一个瞬时的电压基准调节环。传统方法必须在每个工频周期计算有功和无功功率之后进行，本文采用的电压基准调节不同于传统调节，通过采样输出电流，在有大的环流流动时提供电压基准的瞬时调节，立即减小环流，消除环流尖峰，大大增加了系统的稳定性和可靠性。瞬时电压基准调节环如图 5 所示，输出电流经由一阶高通滤波器叠加在电压基准上。 正常时输出电流都为低频信号，当存在环流尖峰时，瞬时对电压基准提供补偿， 使系统环流瞬时减小。 在 ω i 的选择上， ω i 必须大于输出电压频率， 不然会对系统本身的电压外环反馈造成影响。 在实际中可以综合谐波电流的频率和系统的阶跃响应特性选择合适的ω i 。图 5 瞬时电压基准调节环Fig.5 The diagram of the instantaneous reference adjustment根据本文提出的逆变器多环控制结构如图 3 所示，逆变器的输出阻抗表达式为oo V C sR sD si （ 15）式中 2 LC s Ls r s - -3 2f c PWM i LD s LCs K K K C r C s f c PWM p f c PWM iv vK K K K s K K K K根据式（ 15）分析可知，电压环 PI 调节参数中积分系数对输出阻抗影响很大，间接决定了对环流和线阻抗的敏感度。图 6 所示为逆变器系统输出阻抗随积分系数变化的频域特性。 可以看出在工频周围系统输出阻抗接近电感性， 并且在工频频率周围输出阻抗的大小随着电压环 PI 环节积分系数 Ki 的变大而迅速变大。图 6 逆变器输出阻抗随积分参数变化的频域特性Fig.6 The sensitivity of inverter output-impedance with the integral coefficient Ki variation针对逆变器控制系统的这种特性，本文提出了用于抑制系统无功环流的输出阻抗调节环，如图 7所示。逆变器根据系统检测自身的无功功率而改变积分系数的大小。在正常工作时，由于系统环流很小，逆变器的积分系数接近正常值；当系统出现很大的环流时， 这种环流通常表现为无功环流的增加，所以通过检测输出无功功率能够及时得到环流信息，从而调节输出阻抗。根据式（ 14） ，系统增加输出阻抗，无功环流被减小，并随着环流的减小，积分系数又回到正常值。输出阻抗调节环的加入提高功率均分精度，并快速地抑制环流的产生。图 7 逆变器输出阻抗调节环Fig.7 The variable impedance adjustment loop4 仿真和实验结果基 于 上 述 理 论 分 析 ， 设 计 了 两 台 基 于 DSP TMS320LF2407A 控制的单相 1kW 逆变器 ,组成无互连线并联系统。每个逆变器由单相全桥电路构成，开关管工作频率为 20kHz ，并通过 LC 滤波器输出220V 工频交流电压。 逆变器控制系统根据前述的多环控制结构设计，并增加了跟踪市电和支持热插拔的锁相模块。在系统启动时经过一个软启动过程，跟踪上母线电压后控制输出继电器，逆变器并入交流母线，实现并联。并根据实际设计的参数和模型基于 Matlab/Simulink 建立了仿真模型。88 电 工 技 术 学 报 2008 年 1 月图 8a 和图 8b 表示了在两台逆变器存在一定的初始相位差时并联的仿真波形。相比传统的 PQ 下垂法， 改进多环控制系统的初始环流峰值大大减小。改进的多环控制系统具有更好的动态均流性能和功率均分精确度。a 未改进启动环流波形 b 改进后启动环流波形图 8 并联系统环流仿真Fig.8 Simulation results of parallel inverters system 在实际实验中两台逆变器的连线阻抗有一定差值，根据实验结果可知，并联系统的环流可以做到非常小，并联时逆变器的输出电压在线性和非线性负载条件下都保持了很好的正弦度，在逆变器接入交流母线并联时能迅速的实现均流。实验波形如图9 所示。a 逆变器并联时的输出电压波形b 逆变器并联时的环流波形c 整流性负载条件下逆变器并联输出电压、电流波形d 第 2 台逆变器接入交流母线时第一台逆变器的输出电流波形e 第 2 台逆变器接入交流母线时的输出电流波形图 9 逆变器并联实验波形Fig.9 Experimental results of parallel inverters system5 结论本文基于传统的下垂系数法，提出了新型的用于逆变器并联的多环控制系统，并在控制结构中增加了负载电流和输出电压补偿环，提高了单台逆变器的性能；并基于 PQ 下垂法增加了瞬时电压基准补偿环和输出阻抗调节环，提高系统的均流响应速度和对线阻抗等参数不平衡的调节能力。文中分别从频域和时域对系统进行了分析检验。仿真和实验结果均表明了所提出的多环控制系统不仅具有良好的负载特性和输出特性，并在并联中具有较强的参数适应性、良好的动态响应性能和均流性能。参考文献[1] C Byungcho. 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