UPSMOSFET三电平逆变器开关管电压应力分析

基金项目 深圳市科技研发资金资助项目 （ ＮＳＫＪ－ ０５ ）定稿日期 ２００８－ ０３－ ２５作者简介 赵 炀 （ １９８２－ ） ， 男 ， 湖北人 ， 硕士研究生 。 研究方向为电力电子与电力传动 。１ 引 言如何降低 ＵＰＳ 高频逆变器中开关管的应力是决定该逆变器设计成败的关键之一。设计三电平逆变器时，开关管的应力相对于该管所能承受的最大电压需留有一定余量，最好小于该管最大电压值的８０％ 。现有逆变器产品中常用 ＩＧＢＴ 作为开关元件，相对于 ＭＯＳＦＥＴ 管而言， 其开通速度较慢， 反并联二极管反向恢复能力较强，因此工作过程中管应力也比较容易控制， 但其损耗较大。 为了获得更高的效率， 重点讨论了以 ＭＯＳＦＥＴ 管作为开关管的三电平逆变器应力问题。文献 ［１］ 认为， 对二极管箝位型三电平逆变器而言，其桥臂内管电压应力较外管更难控制， 然而在以 ＭＯＳＦＥＴ 为开关管的三电平逆变器电路中， 却产生了外管应力比内管更高的现象。 文中将详细分析该现象产生的原因，最后给出一种简单易行的解决方案，使所有开关管的电压应力均满足要求， 并通过实验加以验证。２ 现象描述在 ＵＰＳ 三电平逆变器模块中，直流母线电压Ｕ Ｂ Ｕ Ｓ ＝８００ Ｖ ， 空载情况下， ＶＱ １ 关断时， ＶＱ ３ 产生电压应力峰值为 ４６４ Ｖ ，如图 １ａ 所示； ＶＱ ３ 关断时， ＶＱ １电压应力峰值为 ５７５ Ｖ ， 如图 １ｂ 所示。 由图可见， 外管应力远大于内管。图 １ ＶＱ ３ 和 ＶＱ １ 空载应力波形３ 三电平逆变器电压应力产生机理图 ２ 示出三电平逆变器模块的单相拓扑结构及其在 ３ 种工作状态下的电流流向图。图 ３ 为各开关管驱动波形及工作过程中输出电压 ｕ ｏ 与电感电流 ｉ Ｌ波形。开关管均采用 ＭＯＳＦＥＴ 。在三电平电路中， 以单相输出电压正半周为例，即 ＶＱ ２ 常通， ＶＱ ４ 常断，ＶＱ １ ， ＶＱ ３ 为互补开关过程。 结合 ｕ ｏ 与 ｉ Ｌ 关系， 分 ３ 种工作状态分析 ＶＱ １ 的应力（ 虚线圈内） ， 如图 ４ 所示。（ １ ） 工作状态 １ 当 ｕ ｏ 和 ｉ Ｌ 均为正且电流值较小时， 即图 ３ 中 ［ｔ １ ￣ｔ ２ ］ 区间。 ＶＱ １ 关断后， ｉ Ｌ 由 ＋Ｕ Ｂ Ｕ Ｓ → Ｃ Ｖ Ｑ １（ ＶＱ １ 的等效输出电容） → ＶＱ ２ → Ｌ 续流， 等效电路如图 ２ｂ 所示。 由于电流值很小， 桥臂中点 Ｏ 点电位 Ｕ Ｏ降低很慢， 尚未由 ＋Ｕ Ｂ Ｕ Ｓ 降到 Ｎ 点电位 Ｕ Ｎ ， 死区时间ＵＰＳ ＭＯＳＦＥＴ 三电平逆变器开关管电压应力分析赵 炀 １ ， 王 毅 １ ， 夏 斌 ２（ １． 哈尔滨工业大学深圳研究生院， 广东 深圳 ５１８０５５； ２． 艾默生网络能源有限公司， 广东 深圳 ５１８０５７ ）摘要 为了提高 ＵＰＳ 逆变器的效率， 常采用 ＭＯＳＦＥＴ 代替 ＩＧＢＴ 作为 ＵＰＳ 二极管箝位型三电平逆变器的主开关管，由此会使功率管产生较大的电压应力， 且出现桥臂外管电压应力大于内管的特殊状况。结合在一台母线电压为 ８００ Ｖ的 ＵＰＳ 逆变器模块上测得的试验波形， 分 ３ 种情况详细分析了该现象产生的原因， 并有针对性地提出一种简易实用的方法， 旨在尽可能地减少损失效率， 保证可靠性的前提下， 使所有开关管电压应力均满足降额要求。该方案为进一步提高 ＵＰＳ 三电平逆变器的效率提供了一条可行的途径。关键词 逆变器； 场效应晶体管； 效率 ／ 三电平； 电压应力中图分类号 ＴＭ４６４ 文献标识码 Ａ 文章编号 １０００－ １００Ｘ （ ２００８ ） ０５－ ０００１－ ０２Ａｎａｌｙｓｉｓ ｏｆ Ｖｏｌｔａｇｅ Ｓｔｒｅｓｓ ｉｎ ＵＰＳ Ｔｈｒｅｅ Ｌｅｖｅｌ Ｉｎｖｅｒｔｅｒ ｗｉｔｈ ＭＯＳＦＥＴＺＨＡＯ Ｙａｎｇ １ ， ＷＡＮＧ Ｙｉ １ ， ＸＩＡ Ｂｉｎ ２（ １．Ｈａｒｂｉｎ Ｉｎｓｔｉｔｕｔｅ ｏｆ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ Ｓｈｅｎｚｈｅｎ Ｇｒａｄｕａｔｅ Ｓｃｈｏｏｌ ， Ｓｈｅｎｚｈｅｎ ５１８０５５ ， Ｃｈｉｎａ ；２．Ｅｍｅｒｓｏｎ Ｎｅｔｗｏｒｋ Ｐｏｗｅｒ ， Ｓｈｅｎｚｈｅｎ ５１８０５７ ， Ｃｈｉｎａ ）ＡｂｓｔｒａｃｔＴｈｉｓ ｐａｐｅｒ ｐｒｏｐｏｓｅｓ ａ ｓｏｌｕｔｉｏｎ ｔｏ ｒｅｄｕｃｅ ｔｈｅ ｖｏｌｔａｇｅ ｓｔｒｅｓｓ ａｒｏｓｅ ｂｙ ｓｕｂｓｔｉｔｕｔｉｎｇ ＩＧＢＴ ｗｉｔｈ ＭＯＳＦＥＴＥ ａｓ ｔｈｅｓｗｉｔｃｈ ｏｆ ＵＰＳ Ｔｈｒｅｅ Ｌｅｖｅｒ Ｉｎｖｅｒｔｅｒ ， ｗｈｉｃｈ ｃａｎ ｉｍｐｒｏｖｅ ｔｈｅ ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ ｏｆ ｉｎｖｅｒｔｅｒ．Ｅｓｐｅｃｉａｌｌｙ ， ｔｈｅ ｖｏｌｔａｇｅ ｓｔｒｅｓｓ ｏｆ ｅｘｔｅｒｎａｌｓｗｉｔｃｈ ｉｓ ｈｉｇｈｅｒ ｔｈａｎ ｔｈｅ ｉｎｔｅｒｎａｌ ｏｎｅ ｉｎ ａ ＵＰＳ ｉｎｖｅｒｔｅｒ ｉｎ ｔｈｉｓ ｗａｙ．Ｔｈｅ ｖｏｌｔａｇｅ ｓｔｒｅｓｓ ｉｓ ａｎａｌｙｚｅｄ ａｓ ｔｈｒｅｅ ｒｅｐｒｅｓｅｎｔａｔｉｖｅｓｔａｔｅｓ ｂｙ ｔｈｅ ｆｉｇｕｒｅｓ ｏｂｔａｉｎｅｄ ｆｒｏｍ ａ ＵＰＳ ｔｈｒｅｅ ｌｅｖｅｌ ｉｎｖｅｒｔｅｒ ｗｉｔｈ ８００ Ｖ ＤＣ ＢＵＳ ， ａｎｄ ｔｈｅｎ ｔｈｅ ａｎａｌｙｓｉｓ ｉｓ ｖｅｒｉｆｉｅｄ ｂｙｓｏｍｅ ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔ．Ａｔ ｌａｓｔ ａ ｒｅｌｉａｂｌｅ ｍｅｔｈｏｄ ｔｏ ｓｏｌｖｅ ｔｈｅ ｐｒｏｂｌｅｍ ｗｉｔｈｏｕｔ ｌｏｓｉｎｇ ｔｏｏ ｍｕｃｈ ｐｏｗｅｒ ｉｓ ｐｕｔ ｆｏｒｗａｒｄ．Ｔｈｅｒｅｆｏｒｅ ，ｔｈｉｓ ｐａｐｅｒ ｉｓ ｕｓｅｆｕｌ ｔｏ ｔｈｅ ｄｅｓｉｇｎ ｏｆ ａ ｈｉｇｈ ｅｆｆｉｃｉｅｎｔ ＵＰＳ ｔｈｒｅｅ ｌｅｖｅｌ ｉｎｖｅｒｔｅｒ．Ｋｅｙｗｏｒｄｓ ｉｎｖｅｒｔｅｒ ； ｆｉｅｌｄ ｅｆｆｅｃｔ ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ ； ｅｆｆｉｃｉｅｎｔ ／ ｔｈｒｅｅ－ｌｅｖｅｌ ； ｖｏｌｔａｇｅ ｓｔｒｅｓｓＦｏｕｎｄａｔｉｏｎ Ｐｒｏｊｅｃｔ Ｓｕｐｐｏｒｔｅ ｂｙ Ｓｈｅｎｚｈｅｎ Ｓｉｅｎｃｅ ａｎｄ Ｄｅｖｅｌｏｐｍｅｎｔ Ｆｕｎｄ （ Ｎｏ．ＮＳＫＪ－ ０５ ）第 ４２ 卷第 ５ 期２００８ 年 ５ 月电力电子技术Ｐｏｗｅｒ ＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓＶｏｌ．４２ ， Ｎｏ．５Ｍａｙ ， ２００８１第 ４２ 卷第 ５ 期２００８ 年 ５ 月电力电子技术Ｐｏｗｅｒ ＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓＶｏｌ．４２ ， Ｎｏ．５Ｍａｙ ， ２００８就已经结束。 此时 ＶＱ ３ 开通， Ｕ Ｏ 由比 Ｕ Ｎ 高的值迅速通过 ＶＱ ３ → ＶＤ ２ 跃变到 Ｕ Ｎ ，这一跃变过程使 ＶＱ １ 承受较大的电压应力。该过程中死区时间越短， ｉ Ｌ 越小， ＶＱ １ 承受的电压应力越大。图 ２ 逆变器单相电路拓扑及电流流向图图 ３ 功率管驱动信号及对应 ｕ ｏ 和 ｉ Ｌ 波形如图 ４ａ 所示， ｉ Ｌ ＝０．４ Ａ ，且与 ｕ ｏ 方向相同， ＶＱ ３开通时， ｕ ｄｓＶ Ｑ １ 才建立到了 １７０ Ｖ ， 由于 ＶＱ ３ 的开通直接跃变到 ＋Ｕ Ｂ Ｕ Ｓ ， 因此产生了产生较大的电压冲击。图 ４ ３ 种状态下动作开关管 ＶＱ １ 的漏源电压波形（ ２ ） 工作状态 ２ 当 ｕ ｏ 和 ｉ Ｌ 均为正， 且电流值较大时， 即图 ３ 中 ［ｔ ３ ￣ｔ ４ ］ 区间。 ＶＱ １ 关断后很短时间内与 ［ｔ １ ￣ｔ ２ ］ 区间相同， ｉ Ｌ 由 ＋Ｕ Ｂ Ｕ Ｓ → Ｃ Ｖ Ｑ １ → ＶＱ ２ → Ｌ 续流， 此时的等效电路亦如图 ２ｂ 所示。与 ［ｔ １ ￣ｔ ２ ］ 区间过程不同的是，由于 ｉ Ｌ 较大， Ｕ Ｏ 在死区时间结束之前降低至 Ｕ Ｎ ， 箝位二极管 ＶＤ ２ 导通续流。 ＶＱ ３ 开通时， ＶＱ １管几乎不受影响。如图 ４ｂ 所示， ｉ Ｌ ＝３Ａ 且与 ｕ ｏ 方向相同时， ＶＱ １从 给 予 关 断 驱 动 信 号 到 完 全 关 断 ｕ ｄｓＶ Ｑ １ ， 经 过 了６１０ ｎｓ 。 此时， ＶＱ ３ 开通信号还未到来。 ＶＱ ３ 的开通对ＶＱ １ 几乎没有影响。（ ３ ） 工作状态 ３ 当 ｕ ｏ 与 ｉ Ｌ 不同向， 以 ｕ ｏ 为正，ｉ Ｌ 为负时为例作以下分析。该过程如图 ３ 中 ［ｔ ５ ￣ｔ ６ ］ 区间所示。 ＶＱ １ 管关断之前， 由于 ＭＯＳＦＥＴ 管反向导通阻抗远小于其反并联二极管，因此 ｉ Ｌ 不会流经其反并联二极管， 等效电路如图 ２ｃ 所示。 ＶＱ １ 关断后， ｉ Ｌ才换流至反并联二极管， 等效电路如图 ２ｄ 所示。 Ｕ Ｏ依然为 ＋Ｕ Ｂ Ｕ Ｓ 。 ＶＱ ３ 开通时电流流过 ＶＤ ２ ， 将 Ｕ Ｏ 迅速拉到 Ｕ Ｎ ， 至使 ｕ ｄｓＶ Ｑ １ 发生大幅跃变。 ＶＱ ３ 开通越快， ｉ Ｌ越大，则 ＶＱ １ 反并联二极管反向恢复过程越短， 导致 ＶＱ １ 承受的电压应力越大。图 ４ｃ 所示为 ｕ ｏ 与 ｉ Ｌ 方向相反状态， ＶＱ ３ 开通时ｕ ｄｓＶ Ｑ １ 跃变幅度最大。 由于 ＭＯＳＦＥＴ 的反向二极管恢复特性较差， 导致满载情况下， 瞬时电压尖峰最高可达到 ５９４ Ｖ ， 如图 ５ａ 所示。电压负半周 ＶＱ １ 常开， ＶＱ ３ 常闭， ＶＱ ２ ， ＶＱ ４ 交替开关， 工作状态与正半周类似， 在此不赘述。ＶＱ １ 开关时对 ＶＱ ３ 的应力亦有影响， 但二极管不会象工作状态 ３ 那样，出现因突然承受全部 － Ｕ Ｂ Ｕ Ｓ ／２而快速反向恢复的恶劣状态， 故不作重点分析。由以上分析可知， ＶＱ １ ， ＶＱ ４ 的应力之所以会大于 ＶＱ ２ ， ＶＱ ３ 的应力， 是因为 ＭＯＳＦＥＴ 管寄生反并联二极管的反向恢复特性较差，在工作状态 ３ 下产生过大的电压应力引起的。４ 电压应力解决方法根据以上分析，降低开关管应力主要针对工作状态 ３ ， 措施如下 ① 选择反并联二极管恢复性能较好的 ＭＯＳＦＥＴ 作为外管； ② 使内管开通速度减小为５００ ｎｓ ， 而外管开通速度保持在 ３００ ｎｓ 。该方法实现起来较简便， 对控制部分的影响小，可靠性高， 并能圆满解决应力问题。同时， 因为仅仅减缓了内管的开通速度，因此整个逆变模块的效率损失不会很大， 完全可通过其他措施加以弥补。５ 试验结果及分析为了验证对三电平逆变器开关管应力产生机理的分析， 利用一台 ＵＰＳ 逆变器模块作了实验。改进前逆变器模块直流母线电压 Ｕ Ｂ Ｕ Ｓ ＝８００ Ｖ ；开关管采用 ６００ Ｖ ＭＯＳＦＥＴ ， 该管成本较低， 反并联二极管性能稍差； 驱动信号开通时间为 ３００ ｎｓ 时， 最恶劣情况下的应力波形如图 ５ａ 所示， ＶＱ １ 的尖峰电压最高可达 ｕ ｄｓＶ Ｑ １ ＝５９４ Ｖ 。 （ 下转第 ４４ 页 ）２第 ４２ 卷第 ５ 期２００８ 年 ５ 月电力电子技术Ｐｏｗｅｒ ＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓＶｏｌ．４２ ， Ｎｏ．５Ｍａｙ ， ２００８改进后 ＵＰＳ 三电平逆变器开关管应力测试环境为 Ｕ Ｂ Ｕ Ｓ ＝８００ Ｖ ； ＶＱ １ ， ＶＱ ４ 采用反并联二极管性能较好的 ６００ Ｖ ＭＯＳＦＥＴ ，驱动开通时间为 ３００ ｎｓ ；ＶＱ ２ ， ＶＱ ３ 采用反并联二极管性能较差，但价格相对便宜的 ６００ Ｖ ＭＯＳＦＥＴ ， 驱动开通时间为 ５００ ｎｓ 。图５ｂ 为满载运行时测试波形， ＶＱ １ 的尖峰电压最高为ｕ ｄｓＶ Ｑ １ ＝４７５ Ｖ ， ＶＱ ３ 的尖峰电压最高为 ｕ ｄｓＶ Ｑ ３ ＝４６３ Ｖ 。由图可见， 大幅降低了 ＶＱ １ 的电压应力。６ 结束语以 ＵＰＳ 三电平 ＭＯＳＦＥＴ 管逆变器模块单相桥臂为例， 着重分析了开关管应力产生的详细过程。 就各开关管开关时相互影响情况下产生的电压应力而言， 因存在二极管反向恢复过程， 故这种逆变器外管电压应力状况较之内管更为恶劣。 针对该恶劣状况，提出减缓内管驱动信号开通速度，外管采用反并联二极管性能较优越的 ＭＯＳＦＥＴ 管这一改进方案， 使该逆变器在能量损失较小的情况下各管应力均满足要求。依照文中思路设计的 ＵＰＳ 三电平逆变器模块， 其成本较普通 ＩＧＢＴ 逆变器的低， 效率较 ＩＧＢＴ逆变器高。因此， 这一设计思路对高效率 ＵＰＳ 系统的设计具有积极的参考意义。参考文献［１］ 阮新波 ． 三电平直流变换器及其软开关技术 ［Ｍ］． 北京 科学出版社， ２００６．桥臂中点 Ａ 的电压 ｕ Ａ 采样信号 ｕ ｓ 、 上、 下开关管的栅极信号 ｕ ｇＶ Ｑ ２ 和 ｕ ｇＶ Ｑ ３ 。 通过这样的逻辑关系， 在上管关断后， 由于电流滞后于电压， 使得 ｕ Ａ 自然下降到较低电压时， 才允许下管导通。当下管关断后， ｕ Ａ 自然上升到较高电压时， 才允许上管开通。 这样就能保证桥臂不出现共通， 开关管实现 ＺＶＳ ， 而且当负载进入容性状态时， 逆变器将无法启动， 从而起到有效的保护作用。图 ５ 驱动互锁逻辑信号５ 实验结果根据上述理论分析制作了一台样机，并进行了实验研究。图 ６ 示出实验波形。图 ６ａ 给出逆变桥输出电压即桥臂中点电压 ｕ Ａ和输出电流即电感电流 ｉ Ｌ １ 波形图。由图可见， ｉ Ｌ １ 波形非常接近正弦波， 而且滞后 ｕ Ａ 。而 ｕ Ａ 的上升沿和下降沿均较缓， 说明两开关管均实现了 ＺＶＳ 。图 ６ｂ给出负载电阻 Ｒ 上的输出电压 ｕ ｏ 波形。可见， 波形较接近正弦波。图 ６ｃ 给出实验测得的 ｕ ｏ 与开关频率 ｆ ｓ 的对应图。 实验结果表明， 当 ｆ ｓ 从 ５３５ ｋＨｚ 下降到 ４８２ ｋＨｚ 时， ｕ ｏ 有效值从 １１７ Ｖ 上升到 ２９５ Ｖ 。在感应加热电源输出功率约为 ８００ Ｗ ，加热时间为２５０ ｍｓ ， 外加压力比较小的情况下， 包装纸的粘合效果达到了设计要求。同时该设备在包装厂家作了初步的实际应用， 在机械自动化设备操作下， 可达到每小时封装 ３ ０００ 包饮料的效果。６ 结 论分析了一种中小功率的感应加热用高频逆变器。该逆变器以半桥电路为核心，开关管可以实现ＺＶＳ ， 最后用 ２ ｋＷ 的实验样机验证了理论分析。实验结果表明，该电源可提供可调的正弦波电压和电流。 此外， 该设备经过实际使用， 性能良好， 包装纸的粘合效果达到了设计要求。参考文献［１］ 吴兆麟， 林 刚， 兰 奎 ． 串联逆变式高频感应加热电源［Ｊ］． 电力电子技术， １９９４ ， ２８ （ １ ） １８－ ２１．［２］ 王创社， 乐开端 ． 一种高频电磁感应加热封口机电源 ［Ｊ］．电力电子技术， １９９８ ， ３２ （ ２ ） ９５－ ９７．［３］ 汪 军， 陈辉明 ． 基于 ＬＬＣ 谐振负载的高频感应加热电源 ［Ｊ］． 电力电子技术， ２００５ ， ３９ （ ６ ） ７８－ ８０．［４］ Ｓｔｅｉｇｅｒｗａｌｄ Ｒ Ｌ． Ａ Ｃｏｍｐａｒｉｓｏｎ ｏｆ Ｈａｌｆ－ｂｒｉｄｇｅ ＲｅｓｏｎａｎｔＣｏｎｖｅｒｔｅｒ Ｔｏｐｏｌｏｇｉｅｓ［Ｊ］．ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ． ｏｎ Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ ，１９８８ ， ３ （ ２ ） １７４－ １８２．图 ５ 改进前后 ＶＱ １ ， ＶＱ ３ 的电压应力波形（ 上接第 ２ 页 ）图 ６ 实验结果４４