东南大学_光伏并网发电模拟装置_仲浩

1 C2000 参赛项目报告（命题组）题 目 基于 TMS320F28027 的光伏并网模拟装置学 校 东南大学指导教师 胡仁杰（教授）参赛队成员名单（含个人教育简历）仲 浩、研究生、东南大学刘千杰、研究生、东南大学谢 倩、研究生、东南大学2 基于 TMS320F28027 的 光伏并网模拟装置仲浩 刘千杰 谢倩（东南大学电气工程学院 邮编 210096）摘要 本系统由 SPWM 信号的产生、逆变回路及其控制、欠压过流保护、键盘和显示等部分组成。 选择 DSP TMS320F28027 芯片产生 SPWM 信号； 逆变器主回路是由功率场效应晶体管构成的全桥逆变电路，其控制部分采用基于 DSP 控制的最大功率跟踪和输出电流跟踪控制策略，使逆变输出电流与参考信号同频同相；并从软硬件两方面进行输入欠压、输出过流保护，增强系统的稳定性和可靠性。对系统的转换效率、畸变率等各项指标的测试结果表明，本光伏并网模拟装置是比较稳定可靠的。关键词 光伏并网模拟装置、最大功率跟踪、频率相位跟踪、 F28027 Rid-connected Pphotovoltaic Simulator based on TMS320F28027 Zhonghao， Liuqianjie ， Xieqian School of Electric Engineering, Southeast University Abstract The system includes modules of generating SPWM signals, inverter circuit and its control tactic, undervoltage and overcurrent protection, keyboard and display. DSP TMS320F28027 is used to generate SPWM signals. The inverter composed of MOSFET is of full-bridge construction and the maximum power point tracking and current tracking strategy based on DSP is applied to the controller of it, making the frequency and phase of the export current the same as the reference signal. Protection is realized by means of hardware and software, which improves the stability and reliability of the entire system. The result of the tests including indexes such as conversion efficiency and aberration rate shows the stability and reliability of this grid-connected photovoltaic simulator. Key words grid-connected photovoltaic simulator; maximum power point tracking; frequency and phase tracking; F280273 目录1 引言 12 系统指标分析 13 系统方案 23.1 总体方案 23.2 正弦波信号产生方案 . 23.3 MPPT 跟踪原理及提高效率方案 . 33.4 频率和相位跟踪方案 43.5 过流和欠压保护方案 43.6 驱动及逆变主回路方案 44 理论分析与计算 54.1 SPWM 相关分析与参数计算 54.2 电压电流数据的分析与算法 64.3 MPPT 算法分析 . 74.4 频率相位跟踪分析与参数计算 84.5 滤波电路的分析与参数计算 94.6 FFT 变换及 THD 计算 105 系统硬件设计 125.1 逆变主电路及 DSP 最小系统 125.2 驱动及其保护电路 135.3 频率和相位检测电路 145.4 电源管理电路 145.5 电压和电流相关检测电路 156 系统软件设计 166.1 软件总体方案 166.2 SPWM 产生程序 166.3 MPPT 程序 . 176.4 频率相位跟踪程序 186.5 系统保护及自恢复程序 196.6 DIT-FFT 变换程序 . 197 系统关键技术及创新 208 测试方案及结果分析 218.1 测试方案及测试条件 218.2 测试结果及其完整性 218.3 测试结果分析 23结论 . 24参考文献 . 25附录 . 261 1 引言本设计选择 A 题，根据题目要求需设计光伏并网模拟发电装置，可以对给定的光伏模拟电源实施最大功率跟踪，以达到高效传输电能的目的。还需对给定的正弦波进行实时的频率和相位跟踪。为了保护系统的稳定可靠运行，还应增加相应的保护功能。随着当今能源的消耗日益剧增和传统能源的日趋减少， 以及使用传统能源所带来的一系列相关问题逐渐增加，如环境污染、温室效应等诸多问题，对于开发新能源的需求越来越大 [1] 。当今各国都在致力于新能源的开发，如原子能、风能、太阳能等，在最近十年的发展中，太阳能得到了迅速发展。目前作为基础设施的电力行业正在努力利用太阳能，为电力的发展注入新的生机与活力。光伏并网发电已经成为时代的潮流和制约太阳能应用的关键技术 [2]，本设计主要对光伏并网发电中的一些技术做了相关研究， 并使用 DSPF28027 设计完成了光伏并网模拟装置。本设计主要实现了模拟光伏电源由直流转换为单相交流电源的功能， 具有最大功率点跟踪功能和频率相位跟踪功能，另外增加了相关的保护和显示功能。本模拟装置可以在一些高校和科研院所作为实验装置， 以作相关参考。 它还可以为进一步研究光伏并网提供一个良好的平台，对于研发光伏并网应用装置和产品有着重要的借鉴意义。2 系统指标分析本设计除了失真度（ THD ）未达到发挥部分要求之外，其它都达到了该题目要求的基本指标和发挥部分指标， 并在此基础上进行了扩展。 本设计不仅可以实现单相光伏并网模拟的要求，还可以在一定情况下实现装置的自检测。现将题目的要求指标（包括基本要求指标和发挥部分指标）和本设计所达到的各项指标在表 2.1 中进行比较。表 2.1 系统各项指标对照表项目 项目 基本指标 发挥部分指标 本设计达到指标MPPT 时间 ≤ 1s ≤ 1s ≤ 1s 相对误差 ≤ 1 ≤ 1 ≤ 0.9 频率时间 ≤ 1s ≤ 1s ≤ 1s 相对误差 ≤ 1 ≤ 1 ≤ 0.2 相位时间 无 ≤ 1s ≤ 1s 相对偏差（绝对值） 无 ≤ 5 ≤ 1.6效率 ≥ 60 ≥ 80 ≥ 90 失真度 THD ≤ 5 ≤ 1 ≤ 2 保护输入电压 Ud（ th） （ 25 0.5） V 25 0.1 V输出电流 Io（ th） （ 1.5 0.2） A 1.5 0.2 A自恢复功能 无 有 有2 其他 人机接口（键盘和液晶显示）； THD计算及其显示注表 2.1 中“本设计达到指标”一栏内均是在题目所要求的测试条件下，并充分考虑了实时性的情况下测得。3 系统方案3.1 总体方案本光伏并网模拟装置的总体方案采用 TI 公司的 TMS320F28027 开发平台， 采集输入端的电压和电流，运用合适的最大功率点跟踪（ MPPT）算法，实现对功率的实时跟踪功能，满足设计要求。在控制逆变电路时，采集给定信号和输出反馈电压信号，实现对给定信号频率的跟踪。对于相位差则将给定信号与输出反馈信号做比较得到相位差，并且判断输出相位是超前还是滞后，从而给出较准确的控制策略。为了消除逆变器输出波形中的高次谐波，在其输出后增加了滤波电路。为了保证装置的安全性和可靠性，又设计了输入欠压保护和输出过流保护电路。另外，增加了键盘和 LCD 显示功能，使本装置的相关性能测试和操作更加人性化。其结构框图如图 3.1。模拟光伏电源 逆变器 滤波电路隔离变压器 负载电压检测 输出电流 检测TZA/DEPWMSCIXINT1XINT2XINT3驱动电路iUiI fu oi输入电压电流检测1ouLCD显示键盘F28027信号调理 正弦参考信号 uref图 3.1 系统结构框图此方案的优点是能够充分的利用 DSPF28027 的集成外设资源，并且其最大时钟频率为60MHz ， 能够满足算法对速度的要求。 其集成的 A/D 为 12 位， 精度较高。 此外价格相对于 F2407和 F2812 等产品较低， 所以性价比较高， 对于设计本并网模拟装置比较合适。 并且 F28027 内部有着丰富的外设资源，具有 TZ 功能，使得在做 SPWM 的硬件和软件保护时更加方便，避免使用专用的具有硬件保护的 MOSFET 驱动芯片，合理利用了 F28027 的内部资源，提高了装置的资源利用率，降低了成本。3.2 正弦波信号产生方案目前对于利用 PWM 产生正弦波，产生了多种高效可行的技术方法，如正弦波脉宽调制 （ SPWM ） 、 消除指定次数谐波的 PWM（ SHEPWM ） 、 电流滞环跟踪 PWM（ CHBPWM ）等 [3-5] ，考虑到本装置是单相正弦逆变，所以采用 SPWM 或 CHBPWM 技术比较合适，但3 由于 CHBPWM 技术在实际应用中需要大量高效快速的运算，而 SPWM 则不需要，所以对于本设计而言，选用 SPWM 技术生成正弦波是比较合理的。本文采用正弦脉宽调制 SPWM 作为逆变电路的控制策略。 为便于软件实现和死区时间的生成，本系统采用的正弦脉宽单极性调制方式（原理图如图 2.2 所示）如下图中uc 表示载波， ur 表示调制波。图 3.2 单极性 SPWM 调制原理图在实现 SPWM 过程中，工程上常使用的方法为自然采样法和规则采样法，本设计中用到的 F28027 的 EPWM 模块中的 TB 可以实现增减计数， 所以能完成对称 PWM 波形的输出，因此选用规则采样法（如图 3.3 所示）。而规则采样法通常又有两种。规则采样法Ⅰ 在三角波的正峰时刻 tC 对正弦信号波采样得 C 点，过 C 作水平直线和三角波分别交于 A 、 B 点，得脉宽为 t2 的 PWM 波。但是如果 t2 偏窄时会出现误差过大的现象。规则采样法Ⅱ 在三角波的负峰时刻 tD 对正弦信号波采样得 D 点， 过 D 作水平直线和三角波分别交于 A 、 B 点，在 A 点时刻 tA 和 B 点时刻 tB 控制开关器件的通断。脉冲宽度 t2和用自然采样法得到的脉冲宽度非常接近。综合上面的对比分析，选择规则采样法Ⅱ 。图 3.3 规则采样法原理图3.3 MPPT 跟踪原理及提高效率方案光伏发电逆变的主要性能之一是效率。传统的太阳能光伏发电并网装置多采用两级电路形式，前级 DC-DC 电路运行中存在多个能量变换过程，能量交换发生在电场能和磁4 场能的不同能量形式之间，储能元件电容器和电感器在多次变换时存在多个功率损耗，阻碍逆变效率的提高。如果剔除 DC-DC 变换电路，直接将光伏电池组件连接到逆变电路作正弦波调制输出，有利于提高逆变器的最大效率以及效率带技术指标，并可提高逆变器的可靠性和减小逆变器生产成本 [5-7]。考虑到本模拟装置的一些要求，选用单级逆变电路拓扑结构，以简化电路的设计与控制。在 MPPT 跟踪算法上，由于常见的扰动法（即爬山法）在最大功率点附近会不断摆动，在一定程度上增加了系统的能耗。经查阅相关文献及研究，使用了电导增量法，并针对本模拟装置的特殊性做了一些改进，具体算法将在 MPPT 算法分析中进行阐述。需要采集的变量主要是输入电压和电流。3.4 频率和相位跟踪方案在光伏并网过程中，频率和相位的跟踪是一个比较关键的技术环节 [8] 。在本设计中考虑到软硬件资源的合理高效配合，使用了 F28027 的两个外部中断资源，输出波形经信号调理后的波形如图 3.4 中的 Uf 所示，输入波形经调理后的波形如图 3.4 中 Ure 所示。在外部中断中使用上升沿触发方式， 然后借助 timer0 对输入和输出波形的周期进行测定，即可准确计算出各波形的频率。至于超前滞后以及相位差的测定则在中断服务程序中通过将每次测定的时间值存入相应的变量中，两个相比较即可求出结果。图 3.4 待检测波形3.5 过流和欠压保护方案为了使系统运行稳定可靠，并根据相关设计要求，增加了过流和欠压保护。介于保护的速动性要求，在硬件上设计相关的保护电路，并通过软件算法的优化提高保护动作的准确性。硬件上主要是将调理好的信号经过比较器 LM393 与相关的临界值进行比较， 比较后的结果送至 TZ，以控制 SPWM 的输出或禁止。软件主要通过采集输出电流和输入电压的值来计算输出电流的有效值和输入电压的平均值判断保护动作响应与否，对于采集数据的处理采用了一定的算法，具体见理论分析与计算中的相关阐述。3.6 驱动及逆变主回路方案对于系统的主回路而言， 本装置模拟的是单相光伏并网， 所以使用常规的单相全桥 （ H 桥）电路即可，主要在于器件的选择和 MOSFET 触发端的电路设计上。在电路设计时对 MOSFET的 G 极做了一定的硬件处理，使其能够快速关断，在软件设计上则为了防止出现直通现象，加了死区控制 [9] 。Uref Uf Delta 5 本装置为并网模拟装置，所以从功率角度划分，应属于小型电力电子装置，所以选用MOSFET 作为逆变的开关器件比较合适。对于 MOSFET 的驱动，常用的方案主要有以下几个1 栅 源浮动电源驱动，每个 MOSFET 高压侧需要一个隔离电源，电平转换电路错综复杂。2 变压器隔离驱动，虽然简单便宜，但运用于宽占空比范围时，技术复杂，且在频率下降时，变压器尺寸显著增加。3 自举电路，简单便宜但具有与变压器隔离驱动相同的缺点，即占空比与开通时间都受自举电容刷新的限制。4 集成电路驱动，使电路省去了繁杂的独立元件，且功能齐全，有很好的驱动及控制性能。鉴于以上几种方案， 考虑电路设计的简洁性和便于软件控制性， 使用 IR2110MOSFET 驱动芯片。 IR2110 相对于相关的芯片而言， 控制比较简便， 所需的辅助电源少， 性价比较高。 F28027输出的 PWM 信号经过高速光电耦合器输出， 这样既达到了保护 F28027 又增强系统的抗干扰能力。4 理论分析与计算4.1 SPWM 相关分析与参数计算由于本装置是要模拟并网的，所以频率波动范围比较小，一般在 45-55Hz 之间。因此在SPWM 调制方式上可以选择同步调制，即载波比 N（计算公式如公式（ 4.1）所示）为常数，变频时三角波的频率与正弦调制波的频率同步改变，因而输出电压半波内的矩形脉冲数是固定不变的。对于单相逆变的光伏并网系统，载波比 N 可以不为 3 的倍数。考虑到相位跟踪是通过调整产生 SPWM 信号正弦波离散值发生的时刻而实现的， 为了使相位差控制在 1 度以内， 每个周期所取的点数应该不少于 180 个 （即 N180 ）。 但开关频率提高开关损耗就会上升，所以开关频率不能太高。综合以上两点，本设计取 N400 。这样理论上可以实现的相位跟踪精度为 0.45度（ 50HZ）。远小于指标中的 5 度。/c rN f f （ 4.1）cf 载波频率；rf 调制波频率单相逆变光伏系统主电路中含有 4 个 MOSFET ，因此需要 4 路控制信号来分别控制。有的设计方案中利用同一信号来控制同时导通的两个管子，这样实际上只需要 2 路控制信号。在试验中发现，这种方法会产生比较严重交越失真。其原因是同时导通的两个管子在同一信号的作用下不能同时导通（每个管子导通及关断时间长度不一样），特别是占空比比较小的时候更加明显。为了克服交越失真，要让每次同时导通的两个管子中的一个一直导通，另一个接受SPWM 信号控制。这样只需要 2 路 SPWM 信号和 2 路频率较低的控制信号。 2 路 SPWM 信号是由 EPWM1 产生， 2 路控制信号由普通 I/O 口产生。 程序中定义一个 EPWM1 中断次数统计全局变量 EPwmTimerIntCount 。此变量值代表 SPWM 信号正弦波离散点序号， 因为每个周期都有400 个点，所以当计数到 400 时，让其清零。在 0 和 200 时做相应操作来完成换向，并在换向时加上一段死区时间。 每个离散点所对应的低电平时间可查询数组 spwm[] 得到。 spwm[] 中的数据可由式 4.2得到。[ ] 1_ _ *1 sin * / 200* spwm n EPWM TIMER TBPRD fabs PI n m （ 4.2）6 其中 EPWM1_TIMER_TBPRD 为周期寄存器所对应的数值， m 为调制比。每次周期及调制比 m 变化时， 都需要重新计算 spwm[n] 。 在每次匹配中断发生时， 执行 EPwmTimerIntCount ，且更新下一周期的占空比。 为了产生对称的 SPWM 信号， EPWM1 计数器配置为增减模。 那么，此时的 SPWM 周期为 EPWM1_TIMER_TBPRD*2*400/60000000 。例如要产生 50HZ 的正弦波 ， EPWM1_TIMER_TBPRD 要 为 1500 。 由 于 需 要 时 刻 跟 踪 电 网 的 频 率 及 相 位 ，EPWM1_TIMER_TBPRD 的数值可由检测到的电网频率经简单的计算确定。相位的调整可通过操作变量 EPwmTimerIntCount 超前或滞后来完成。4.2 电压电流数据的分析与算法本设计需要实时检测输入电压、 输入电流和输出电流的大小。 F28027 含有 12 位的 A/D 转换器，精度比较的高，分辨率为 3.3V/40960.8mV 。由于开关器件等强干扰源的存在， A/D 转换的数值会不停的变动。尽管在硬件上做了一些工作（加了许多滤波环节）， A/D 转换的数值仍在变动。虽然变动范围很小（在 2mV 以内），但也会影响一些算法的效果，需要在软件对数据处理。 A/D 转换是由 EPWM 触发的，所以每个 SPWM 周期，采 400 次数据。由于本设计滞后性比较的强， 不需要快速的 A/D 转换结果， 所以把 400 次的输入电流和输入电压的 A/D 转换结果平均处理，这样大大提高了 A/D 转换精度。利用精密电阻分压，把输入的大电压转换成基准电压范围内的小电压加以测量。最后通过函数关系准确的计算出输入电压的数值。为了能够得到函数关系，做了大量的实验，最后利用 MATLAB 做了相关数据处理，求出了输入电压值与测得的 A/D 转换数值之间的线性关系。如图 4.1 所示，其中绿色的直线是拟合得到的，而 “ *”则是实际的测量值。由图可以看出，求出的拟合值与实际值是非常接近的，完全满足本设计对电压测量精度的要求。通过 MATLAB 拟合求得 A/D 采集值与输入电压的函数关系_0.021 3.3797 i i signalU U V （ 4.3）其中 _i signalU 表示 AD 采集的值，而 iU 则表示是电压值。图 4.1 输入电压函数曲线利用电流传感器 ACS712 把输入电流转化成相应的电压值， 再通过 DSP 的 A/D 转换及函数关系算出电流大小。 ACS712 的电源电压不是双极性时，其基准值为电源电压的一半，本设计中 ACS712 电源电压为 5V，所以基准值为 2.5V。流入芯片的电流为正时，输出电压从 2.5V 往下减小，输入电压越大，输出电压减小的越多直到零为止。反之，输出电压从 2.5V 往上增加，增到 5V 为止。本设计把 ACS712 输出的电压放大 3.3 倍，使其有 610mV/A 的转化精度。输入电流是直流即单向的，为了提高系统的安全性，把输入电流正向接入，使电流升高时，电压下7 降。开关器件通断使输入电流有一定的波动，软件上也采用算术平均值法（上文介绍）。通过采集一组数据，用 MATLAB 拟合得到如图 4.2 所示，从图来看，真实值（ “ *”所表示的）分布在拟合曲线（绿色实线所表示的）附近，虽然有一定的偏差，但能满足本装置相关指标的要求。其得到的计算公式为_0.002 4.5727 i i signalI I A （ 4.4）图 4.2 输入电流函数曲线输出电流是交流的正弦信号，所以不能对整个周期的数值取算术平均值来滤波。每 10 次A/D 转换算一次平均值， 也可以达到不错的效果， 这样每周期采集 40 个不同的电流值， 能够满足设计需求。通过一组实际测得直流电流值与 AD 采集得到的数据，使用 MATLAB 做了线性拟合，得到的图形如图 4.3 所示（ “ *”实测的点；实线拟合的曲线）和输出电流求解公式_0.0063 18.9618 o o signalI I A （ 4.5）图 4.3 输出电流函数曲线4.3 MPPT 算法分析目前有多种 MPPT 算法， 如定电压跟踪法、 扰动观察法、电导增量法、实时监控法等 [10-13]。各种算法都有其优缺点，本设计在综合考虑了各方法的优缺点之后，采用电导增量法。电导增8 量法的特点是控制精确、响应比较快，但步长和阀值的选择上存在一定的困难。但经过理论分析及多次试验后得出较理想的步长和阀值。下面先介绍下电导增量法相关理论公式max/ 0/ /P U IdIdP dU I UdUdI dU I U（ 4.6）式（ 4.6）为达到最大功率点的条件，当输出电导的变化量等于输出电导的负值时，光伏阵列工作在最大功率点。本设计通过判断 / /dI dU I U 与零的关系来判断需要增加还是减小占空比来实现最大功率跟踪。大于零时，表明要提高电压值，可通过减小调制比 m 来实现。小于零时，表明要降低电压值，可通过增大调制比 m 来实现。因为 m （ 0,1），所以在控制 m 加减时要加限制条件以防止超出范围。为保证系统在最大功率处的稳定性，需要加一阀值，使/ /dI dU I U 在一定范围内变化时， 认为其等于零。 系统工作在最大功率点且内阻为 30 欧姆时，有 I1A ， U30V ， I/U0.033S 。取 I/U 百分之十（即 0.0033）为阀值，经过试验后发现取 0.005 较为理想。考虑到本设计中，在模拟光伏电池输出端加有 4700uF 的电容，系统不会有很高响应速度。负载等效电阻为 30 欧姆时，带有 30V 电压的电容放电到 29.5V 所需要时间为t-ln（ 29.5/30） *RC0.0236s, 所以步长在 20ms 左右较为理想， 400 次 AD 转换的时间刚好 20ms，所以在程序中设置成每 400 次 AD 转换执行一次 MPPT 算法。 400 次 AD 转换取算术平均，可得到非常精确的输入电压和输入电流值。通过实验得知，阀值为 0.005，步长为 20ms，可取得很好的控制效果。 本设计为了优化系统响应， 采用了增量式的数字 PI 控制技术， 引入变量 G_new, G_old 来表示 / /dI dU I U 的两次计算值。调制比 m 变化量 m 与其关系式为 _ _ _p im K G new G old K G new （ 4.7）采用 T 法整定并加以修正后，得到 Kp3 ， Ki1.2 。并采用抗积分饱和措施来消除控制器饱和这种状况。设定若 m 大于 0.1 设定其为 0.1，若 m 小于 -0.1 设定其为 -0.1。最终的实验结果表明此算法完全能够满足指标要求。4.4 频率相位跟踪分析与参数计算F28027 只有一个输入捕捉器，而本设计需要两个。所以只能采用其他的方式来跟踪频率和相位。 中断方式使用起来比较的简便， F28027 有三个外部中断可供选择， 且可以配置任一个 I/O口为中断输入端。因此选用外部中断方式来检测电网模拟信号及逆变器输出电流信号的频率及相位。用外部中断方式，还需要有系统基准时间。在输出频率为 45HZ ，载波比为 400 时，每个EPWM 的周期为 55us。在此情况下相位调整（相位的调整通过操作变量 EPwmTimerIntCount超前或滞后来完成），每次调整最少要调整 55us（每次要调一整个 EPWM 周期），所以基准时间间隔小于 55us 对相位检测是无意义的。 但基准时间间隔越小频率跟踪就越准确， 所以基准时间间隔不能太小。综合以上两点，定时器 0 配置为 10us 的定时器，每 10us 执行一次CpuTimer0.InterruptCount 。全局变量 CpuTimer0.InterruptCount 便成为时间基准。这样频率误差在 0.05以内，具体方法如下。首先通过频率相位检测电路将电网模拟信号、逆变器输出电流信号变成方波信号（如图所示），方波信号的上升沿触发中断，进入中断服务子程序。对于电网模拟信号，用变量In_time_new 记录下此时的系统基准时间，下个周期的方波上升沿再次触发中断，用变量In_time_old 记下 In_time_new 的值， In_time_new 赋为此时的系统基准时间。对于逆变器输出电流信号，用变量 Out_time_new 记录下此时的系统基准时间，下个周期的方波上升沿再9 次触发中断， 用变量 Out_time_old 记下 Out_time_new 的值， Out_time_new 赋为此时的系统基准时间。则电网模拟信号的周期 inf 及逆变器输出电流信号频率 outf 有如下公式100000.0/ _ _ _ _ outf Out time new Out time old （ 4.8 ）100000.0/ _ _ _ _ inf In time new In time old （ 4.9）相位差可由 Out_time_new 和 In_time_new 相减得到， 通过二者差值符号来判断超前与滞后，通过差值的大小来判断相位差的大小，相位差的计算公式为 _ _ _ _ 360 / _ _ _ _ Out time new In time new In time new In time old （ 4.10 ）频率和相位差都测量出来以后就可以实现频率和相位的跟踪。本设计采取频率和相位分开校正策略，先校正频率，然后再调整相位。由于装置的滞后性很强，频率和相位的校正频率不能过高，而且每校正一次都需要等待一段时间来观察校正后的效果。外部中断响应时间，大概在 22ms 45ms 之间（因为频率变化范围为 45HZ-55HZ ），通过多次试验后发现每两次中断响应执行一次频率校正或相位校正较为理想。在频率校正条件满足时，判断输入频率和输出频率是否相等，不等则调整 EPWM1_TIMER_TBPRD 。直接把检测到的电网模拟信号频率转化为相应的数值赋给 EPWM1_TIMER_TBPRD 。经过换算后得到1_ _ 30 inEPWM TIMER TBPRD f （ 4.11）由于 EPWM 输出频率十分准确，基本上一次调整就符合频率相等要求。在频率相等后，开始相位调整。如果 abs（ Out_time_new-In_time_new ）比较的小（程序中设定小于等于 5），可以做适当的微调，根据超前或滞后对变量 EPwmTimerIntCount 加 1 或减 1。若比较大则根据相关公式直接调整变量 EPwmTimerIntCount 。滞后情况下， _ _ _ _ 400 / _ 400Epwm Out time new In time new Freq in Epwm （ 4.12 ）在超前情况下，400 _ _ _ _ 400 / _ 400Epwm In time new Out time new Freq in Epwm （ 4.13 ）其中 Epwm 为变量 EPwmTimerIntCount ； _Freq in 为求得的输入频率的等效值；其他的参数与前面的同名参数意义一样。通过实验后发现，装置可以快速的实现频率和相位的调整，而不需用很复杂的算法。4.5 滤波电路的分析与参数计算滤波器采用 LC 结构电路进行滤波，为了保证滤波器的滤波效果，必须保证滤波器的转折频率远远大于基波频率，通常取滤波器的转折频率为基波频率 5～ 10 倍，开关频率也为转折频率的 5～ 10 倍 [14-15] 。确定了滤波器的转折频率之后，只要再确定电感或电容的大小就能确定滤波器的参数。输出滤波电容的选取本设计中输出交流电压的频率为 fo 为 50Hz，逆变器的开关频率为 20KHz ，滤波器的转折频率一般取为 5～ 10fo ， 输出滤波电容用来滤除输出电压 uo 的高次谐波。 为了减少输出功率的无功分量，一般选取 Icf ≤ 0.2Iomax为宜，其中 Iomax 为满载时的输出电流。10 max 2oI A （ 4.14）因此滤波电容值应满足下式max0.22ofo oICf U （ 4.15）由上式计算可得，输出低通滤波器的电容值取小于 90uF。输出滤波电感的选取由上述分析的滤波器的转折频率为基波频率 5～ 10 倍，并在确定输出滤波电容的基础上，可以选择输出滤波电感 Lf 的值212 f o fL Nf C （ 4.16）其中， N 代表转折频率的倍数，一般取 5～ 10。这里取 N10 ，综合电感体积等因素，确定电感 Lf 值约为 300uH。经仿真和调试最终确定该输出低通滤波器的电容值为 50uF，电感 Lf 值为 330uH。4.6 FFT 变换及 THD 计算傅里叶变换是一种将时间信号转变为频域信号的变换形式。在频域分析中，频谱分析是信号分析的重要内容， 它反映了系统性能的好坏。 有限长序列可以通过离散傅里叶变换 DFT 将其频域也离散化成有限长序列。但其计算量太大，很难实时地处理问题，因此引出了快速傅里叶变换 FFT。快速傅里叶变换（ FFT）是计算离散傅里叶变换（ DFT ）的快速算法。它利用傅里叶变换的周期性和对称性得到的一种算法，该算法有多种形式，但基本上可以分为两大类按时间抽取（ DIT ）和按频率抽取（ DIF ）。这里简要说明一下按时间抽取算法的实现。非周期连续时间信号 x t 的傅里叶变换可以表示为 j tX x t e dt （ 4.17）假设经过采样得到了 N 点采样值 { , 0,1,., 1}x nT n n ，那么其频谱采样的谱间距为0 2 / NT可以推出式（ 1）的离散形式为021 100 0 N N j knjk nT Nn nX k x nT e x nT e （ 4.18）令 2NW j N ，省略符号 0 和 T，则上式可写为11 10 NknNnX k x n W 0 , 1, . ,k n （ 4.19）式（ 3）中， X k 是时间序列 x n 的频谱； knNW 成为蝶形因子。对于 N 点时域采样值，经过式（ 3）的计算，可以得到 N 个频谱条，这就是离散傅里叶变换（ DFT ）。又由于蝶形因子具有如下的周期性和对称性周期性 kn k N n k N nN N NW W W对称性 /2 /2kn N kn N knN N N NW W W W先将序列 xn按奇偶项分解为两组12221rxrxrxrx 12,,1,0Nr根据上述两个性质，将 DFT 运算按时间抽取得到][ nxDFTkX10NnknNWnx1n 010NnknNNnnknN WnxWnx为奇数为偶数＋12/01212/02 122NrkrNNrrkN WrxWrx＝12/02212/021 NrrkNkNNrrkN WrxWWrx＝12/02/212/02/1 NrrkNkNNrrkN WrxWWrx＝ 21 kXWkX kN其中 1 kX 、 2 kX 分别是 21 nxnx 、 的 N/2 点的 DFT 1 kX 120,212/02/12/02/1NkWrxWrx NrrkNNrrkN＝2 kX 120,1212/02/12/02/2NkWrxWrx NrrkNNrrkN＝至此，一个 N 点 DFT 被分解为两个 N/2 点的 DFT。由此依次类推就得出12 N 点 DFT 可全部由下式确定出来2/2121kXWkXNkXkXWkXkXkNkN 12,,1,0Nk （ 4.20）按时间抽取傅里叶变换（ DIT-FFT ），由于上式可以用一个专用的蝶形符号表示，所以也称为蝶形运算。由于这种算法同 DFT 相比，大大减少了存储单元和运算次数，所以在实时性上存在着较大的优势，所以本设计使用 DIT-FFT 算法来实时分析信号的频谱和计算 THD 。在具体的使用 F28027 进行 DIT-FFT 变换时，采用同步采样技术，每个周期采 400 个数据点。而由于 FFT 变换中的输入数据必须要求 2 的 n 次方个，在一些相关文献中主要采用两种方式达到要求。第一条途径是抛弃某些输入序列的样值，使得长度缩短为 2 的整数次方；第二种途径是在输入序列后面补 0，使得序列的长度加长到的整数次方 [16-18]。但考虑到数据的长度对FFT 变换时间的影响及整个系统实时性的要求，选择第一种方法。 将 400 削减为 16 个点，然后进行 FFT 变换，即每隔 25 个点取一个作为 FFT 的输入数据点。同时考虑在计算过程中可能因为数据的精度所带来的误差，采取平均化处理方法，每算出 50 个 THD 值进行算术平均，以提高计算结果的精确性。波形失真度 THD 的基本计算公式为2011100NkkkUTHD U （ 4.21）5 系统硬件设计5.1 逆变主电路及 DSP 最小系统图 5.1 逆变主电路如图 5.1 所示，本设计采用典型的 H 桥电路，由于本装置对电压的要求不高，所以选用的MOSFET 型号为 IRF540。此款 MOSFET 通态电阻极低（正常工作时仅为 0.047 欧姆），可以13 在很大程度上降低功耗。在 MOSFET 的 G 极加了 10 欧姆的栅极电阻和快恢复二极管，一方面可以消除阻尼震荡，另一方面可以加快 MOSFET 的关断，以减小关断时间。为防止 MOSFET过电压，加入了缓冲电路。此缓冲电路由二极管 Di、电阻 R 和电容 C6 组成，可有效的防止MOSFET 过电压。在产生正弦波时，正半周期，图 5.1 中的 V4 一直导通， V2 、 V3 一直关断， V1 受SPWM 信号控制；在负半周期， V3 一直导通， V1 、 V4 一直关断， V2 受 SPWM 信号控制。本设计采用了 TI 推荐的 F28027 这款 DSP 处理器及其最小系统板。 DSP 的 40 个引脚通过两排 1.27mm 的排针引出，我们只需要在电路板上添加接口电路即可。这使得我们可以把精力集 中 到 其 它 硬 件 及 算 法 的 研 究 上 。 本 设 计 所 用 到 的 DSP 资 源 如 下 EPWM1（ GPIO0,GPIO1 ） ,TIMER0 ， XINTGPIO5,GPIO6,GPIO7,,Tz1 （ GPIO12 ） ,Tz2（ GPIO16 ） ,I/O（ GPIO17,GPIO34 ， GPIO19 ， GPIO2,GPIO18,GP