光伏逆变器的调制方式分析与直流分量抑制

第 30 卷 第 9 期 中 国 电 机 工 程 学 报 Vol.30 No.9 Mar.25, 2010 2010 年 3 月 25 日 Proceedings of the CSEE 2010 Chin.Soc.for Elec.Eng. 27 文章编号 0258-8013 2010 09-0027-06 中图分类号 TM 46 文献标志码 A 学科分类号 47040 光伏逆变器的调制方式分析与直流分量抑制刘鸿鹏，王卫，吴辉哈尔滨工业大学电气工程及自动化学院，黑龙江省 哈尔滨市 150001 Modulation Mode Analysis and Suppressing DC Current of PV Inverter LIU Hong-peng, WANG Wei, WU Hui School of Electrical Engineering and Automation, Harbin Institute of Technology, Harbin 150001, Heilongjiang Province, China ABSTRACT Due to the small size, high efficiency and low cost, single-phase transformerless full-bridge inverter is widely used in low-power photovoltaic PV grid-connected systems. In bipolar PWM pulse width modulation modulation, no changes appear in the common-mode and no common-mode current is generated. However, this modulation mode would not prevent the injection of DC current into the grid. Therefore, a new control algorithm is proposed in this paper. The algorithm uses two compensation links to suppress the DC components, which were caused by pulse width imbalance in PWM process and the error in the actual current measurement. Without adding auxiliary circuit, the algorithm occupied a few control chip resources. Experimental results demonstrate the availability and correctness of the theoretical analysis and algorithm. KEY WORDS photovoltaic PV systems; transformerless full-bridge inverter; modulation mode; common-mode current; DC components 摘要 单相无变压器型全桥并网逆变器由于体积小、 效率高、造价低， 被广泛地应用于低功率光伏并网系统中。 在双极性脉宽调制方式下， 全桥逆变器的共模电压恒定， 不产生共模电流。但此调制方式不能消除输出电流的直流分量。为此，提出一种新的控制算法来抑制直流分量的输出。 该算法使用2 个补偿环节分别抑制由于调制脉宽不对称和并网电流检测误差导致的直流分量， 无需增加外围硬件电路， 且所增加的环节只占用很少的控制芯片资源。 实验结果证明了理论分析和算法的正确性。关键词 光伏并网系统； 无变压器型全桥逆变器； 调制方式；共模电流；直流分量0 引言能源短缺是当今世界面临的重大问题，研究开基金项目 哈尔滨市科技创新人才研究专项基金项目 2008RFXXG007。Project Supported by Harbin Scientific Research Innovation Talents Foundation 2008RFXXG007.发可再生能源发电系统具有重要意义 [1-6] 。 目前有可能实用化的绿色可再生能源有太阳能、 水能、 风能、燃料电池、地热、生物质能，其中利用太阳能的光伏发电技术正逐渐成为人们关注的焦点 [7-14] 。光伏并网发电系统主要由光伏阵列模块、逆变器、交流滤波和电网组成。逆变器是连接光伏阵列模块和电网的关键部件，用以实现控制光伏阵列模块运行于最大功率点和向电网注入正弦电流两大主要任务 [15-16]。并网型逆变器的研究主要集中在进一步提高效率， 降低造价。 同时， 系统的电磁兼容、安全性、可靠性和监控功能也获得越来越多的重视 [17] 。为了提高效率和降低成本，人们提出了无变压器隔离的逆变器， 并且在低功率 小于 5 kW 的场合下得到了广泛的应用。然而，由于没有变压器隔离，光伏阵列模块和电网之间存在电气连接。如果逆变器具有可变的共模电压，在光伏阵列模块和地之间会产生漏电流，威胁人身安全，并产生电磁干扰。电网公司不希望将有较大输出直流分量的逆变器连接到电网上，因为注入电网直流分量可以使变电所变压器工作点偏移，导致变压器饱和；增加电网电缆的腐蚀；导致高的初级电流峰值，可能烧毁输入保险，引起断电；甚至可以增加谐波分量。为了消除直流分量，一种可能的方法是在逆变器中加入一个隔直电容，并且这个电容在 50 Hz 频率处必须呈现低阻抗，因此电容值会很大，并会增加系统成本。另一种抑制直流分量最简单的方法是在并网逆变器和电网之间连接一个工频变压器，但其体积大、功耗大、价格高。很少有逆变器拓扑结构具有消除直流分量的特点。其中，半桥逆变器的应用最为广泛 [18-19]。在逆变器的任何开关状态中，电流通路中总存在一个28 中 国 电 机 工 程 学 报 第 30 卷电容，因此阻断了输出电流的直流分量。但是，与全桥逆变器相比，半桥结构需要更高的直流输入电压。如果逆变器输出端电压为交流 220 V，半桥逆变器的输入电压应为 760 V 左右，这就需要使用更高耐压等级的开关管，影响了开关频率，增加了开关损耗。全桥逆变拓扑结构具有很好的性价比，在已存在的功率拓扑中得到了广泛应用，但是必须解决直流分量的问题。本文分析了无变压器隔离型全桥并网逆变器，在单极性和双极性调制方式下，共模电流和直流分量产生的机理。结合并网逆变器的控制算法，提出一种新型消除直流分量的方法。该方法无需增加外围硬件电路， 只需在原来并网控制算法基础上增加 2个补偿环节即可实现，且所增加的环节只占用很少的控制芯片资源。实验结果验证了算法的有效性。1 共模电流和直流分量分析1.1 共模系统分析因为没有工频变压器的隔离，在光伏阵列模块和电网之间存在电气连接，从而会产生共模谐振电路，具有较大的漏电流，危害人身安全。通过在谐振电路中加入阻尼元件，漏电流可以减小甚至消除。如图 1 所示，在光伏阵列和地之间存在一寄生电容 CPVg， 50150 nF/kW ，在潮湿环境或雨天会达到 200 nF/kW ； Zg 为逆变器地连接点和电网之间串联电阻； L1、 L2为滤波电感； Cdm 为差模滤波电容；Lcm、 Ccm 为共模滤波器件。VT 1 VT 3 VT 2 VT 4 ABN icmCcm Ccm ZgGugigLcm Cdm udm L1 L 2 CPVgUPV CPV PV图 1 无变压器隔离型全桥逆变器共模电流Fig. 1 Common-mode currents in a transformerless full-bridge inverter 本文使用共模和差模的概念分析漏电流。瞬时的共模电压 ucm 是逆变器输出与公共参考点 N 之间电压的平均值，其表达式为cm 2AN BNu uu 1 差模输出电压 udm 为逆变器输出之间的电压，其表达式为dm AN BNu u u - 2 在光伏系统中，寄生电容 CPVg 和串连电阻 Zg为漏电流 icm 提供了电气通路。 icm 不仅取决于共模电压，还受其它电压源和系统寄生参数决定。为了将逆变器输出与点 N 之间的电压 uAN、 uBN用共模电压和差模电压表示，得到全桥逆变器差模、共模电压的等效电路，如图 2 所示。A L1 Lcm ucm /2- ucm/2ucmNCPVgCdmCcm Ccm i cmZ g L2 光伏阵列模块和全桥逆变器B图 2 无变压器全桥逆变器差模、共模电压等效电路Fig. 2 Equivalent circuit of differential and common-mode voltage in a transformerless full-bridge inverter 电网电压影响光伏逆变器与地之间的寄生电容，但考虑到电网是低频 50 Hz 的电压源，因此对共模电流的影响可忽略。甚至可以认为差模电容Cdm 也不影响共模电流。图 3 为共模电流的等效电路， 其中 u12 是由差模阻抗的不对称产生的电压源，并有2 112 dm1 212 1 22 //L Lu uL LL L L- 3 u12 L12 LcmucmCPVgCcmicmZg图 3 共模电流等效电路Fig. 3 Equivalent circuit of common-mode currents 即使逆变器不产生共模电压 ucm，共模电流也可能不为零。 为了方便分析， 引入总共模电压 utcm。2 1tcm cm dm1 22 L Lu u uL L- 4 1.2 全桥逆变器的共模电流分析全桥逆变器的调制方式分为单极性脉宽调制pulse width modulation ， PWM 和双极性 PWM 调制。单极性 PWM 调制时的相应波形如图 4 所示。第 9 期 刘鸿鹏等光伏逆变器的调制方式分析与直流分量抑制 29 在电网电压的正半周期，开关管 VT 1 保持导通，而VT 2 保持断态， VT 3 和 VT 4 交替通断， 共模电压 ucm以 U PV 和 U PV/2 交替变化。 在电网电压的负半周期，开关管 VT 2 保持导通，而 VT 1 保持断态， VT 3 和VT 4 交替通断，共模电压 ucm 以 0 和 UPV/2 交替变化。假设滤波电感 L1 和 L2 相等，其相应的总共模电压 utcm 为2 1tcm cm dm cm1 22 const2AN BNL Lu u u uL Lu u- ≠ 5 500 0 - 500 t/s a uAB 波形0.30 0.32 0.34uAB/V20 0 - 20 t/s b ig 波形0.30 0.32 0.34i g/At/s c ucm 波形0.30 0.32 0.34ucm/V200 0 400 图 4 单极性调制方式下 A、 B 间电压、并网电流和共模电压的仿真波形Fig. 4 Voltage across A and B, grid current and common-mode voltage with unipolar PWM 在单极性调制方式下，共模电压是变化的，会产生共模电流，因此，此调制方式一般应用于具有变压器隔离型全桥逆变器拓扑结构。双极性 PWM 调制时的相应波形如图 5 所示。对角开关管 VT 1、 VT 4 和 VT 2、 VT 3 以开关频率交替开关。在电网电压正半周， VT 1、 VT 4 导通，电压 uABUPV，电感电流线性增加； VT 1、 VT 4 关断，电压 uAB- UPV， 电感电流减小。 在电网电压负半周，VT 2、 VT 3 导通，电压 uAB- UPV，电感电流线性减小； VT 2、 VT 3 关断， 电压 uABUPV， 电感电流增加。在双极性调制方式下，如果认为滤波电感 L1、L2 相等，则共模电压恒定，不会产生共模电流。5000- 500t /s a uAB 波形0.30 0.32 0.34uAB/V200- 20t/s b i g 波形0.30 0.32 0.34i g/At/s c ucm波形0.30 0.32 0.34ucm/V50250150图 5 双极性调制方式下 A、 B 间电压、并网电流和共模电压仿真波形Fig. 5 Voltage across A and B, grid current and common-mode voltage with bipolar PWM 相应的总共模电压 utcm 为PV2 1tcm cm dm cm1 22 2 2AN BNu u UL Lu u u uL L- 6 因此，双极性 PWM 调制方式适用于无变压器隔离型全桥逆变器拓扑结构。1.3 全桥逆变器输出电流直流分量分析逆变器输出直流分量可由以下因素引起功率开关管导通和关断时间不对称； PWM 调制过程中脉宽不平衡； 驱动信号不匹配； 并网电流检测误差。单极性调制和双极性调制都无法消除逆变器输出电流的直流分量。以双极性 PWM 调制方式为例，分析逆变器输出直流分量。为了方便分析输出电流的直流分量，定义一个开关周期内 A、 B 之间电压平均值。在电网电压正半周期，有1 21 2on,VT S on,VTPV PVS SPV on,VT on,VT S[ / 1]ABt T tu U UT TU t t T- - - 7 在电网电压负半周期，有2 11 2on,VT S on,VTPV PVS SPV on,VT on,VT S[1 / ]ABt T tu U UT TU t t T- - - 8 30 中 国 电 机 工 程 学 报 第 30 卷因此，输出并网电流为Sg g0 dTABi u u t -∫ 9 由式 79 可知当开关管导通和关断的时间不对称，调制的脉宽不对称，且驱动信号不匹配的情况下，输出电流中会有直流分量。另外，并网电流传感器的零点漂移是产生直流分量的另一个主要因素，因此，在应用于无变压器隔离型全桥逆变器拓扑结构，必须解决输出电流直流分量的问题。2 抑制输出直流分量的控制算法单极性 PWM 调制下，文献 [20] 提出了一种电流采样方法来抑制输出电流的直流分量此方法将电流霍尔器件放在直流母线的高压侧，而不是放在全桥的输出端；将导通阶段的采样电流减去续流阶段的采样电流，从而得到校正后采样电流。此方法测量开关管导通阶段的母线电流值，因此在小占空比时，算法的准确性会降低。另外，此方法也不适用于双极性 PWM 调制方式。根据 1 节对输出电流直流分量产生机理的分析，本文提出了由 2 个补偿环节组成新的并网控制算法，其控制框图如图 6 所示。此方法既适用单极性调制方式又适用双极性调制方式。VT 1 VT 3VT 2 VT 4ABugL1 L 2 UPV CPV PV补偿控制 2 平均值PWM 调制补偿控制 1 直流分量计算锁相环并网电流控制光伏电压控制最大功率点跟踪控制器usin- ucmUPV * - - - Iac * sinθIgref i g 图 6 直流消除控制算法框图Fig. 6 Control algorithm of eliminating DC component逆变器的电流传感器有一定的零点漂移， 即输入一个上下对称的正弦波时，其输出信号有一个直流偏置，如果这个偏置是正值，那么通过电流环修正，就会使逆变器的输出产生一个负的直流分量，反之亦然。利用这一理论，就可得到输出电流直流分量消除的控制方法。其基本思想是将输出电流中的直流分量，通过补偿控制 1 后，以负反馈的形式引入到并网电流给定中，目的是产生类似于电流传感器零点漂移的作用。如果逆变器的输出电流中有正的直流分量，将这个补偿负反馈加到并网电流给定中后，就会通过电流环的作用，降低输出电流的直流偏置，达到消除输出直流分量的目的。为了消除由调制脉宽不对称引起的直流分量，在并网控制中加入一个补偿环节。通过检测并计算PWM 调制信号前一个工频周期的直流分量，可计算获得每个开关周期调制波的平均直流分量。通过补偿控制 2，以负反馈的形式引入到本工频周期的调制信号 ucon 中，从而得到新的调制信号 usin。3 实验结果本文采用无变压器隔离型单相全桥并网逆变器拓扑结构，设计了一台额定功率为 1 kW 的实验样机。控制芯片为 IRMCK143 ，电网电压为交流220 V，工频为 50 Hz，开关频率为 16.6 kHz。如图 7 所示，在双极性调制方式下，共模电压ucm 稳定在 190V ，因此不会产生共模电流。图 8 为电压 uAN 、 uBN 的波形，它们以 0 和 UPV 电平交替ucm100V/格t 2.5 ms/格 图 7 共模电压 u cm 波形Fig. 7 Waveform of Common-mode voltage ucmuAN100V/格t100 μ s/格 uBN100V/格图 8 电压 uAN、 u BN 的波形Fig. 8 Waveform of uAN and uBN第 9 期 刘鸿鹏等光伏逆变器的调制方式分析与直流分量抑制 31 变化，并且电平互补。图 9 为逆变器输出端 A、 B 之间的电压， 以 UPV和 - UPV 交替变化，符合双极性调制规律。由图 10可见，并网输出电流 i g是与电网电压同频、同相的正弦波。图 11 为全桥逆变器效率曲线，最大的效率为 92.99。图 12 为直流分量输出曲线，与不采用直流分量抑制算法相比，本文提出的算法明显减小了输出电流的直流分量。t2.5 ms/格 uAB100V/格图 9 电压 uAB 的波形Fig. 9 Waveform of uABt10 ms/格 i g100V/格ug100V/格ugi g图 10 并网电流和电网电压波形Fig. 10 Waveform of output current and grid voltage η/100 300 500 700 900 Po/W 60 70 100 90 80 50 图 11 无变压器隔离的全桥逆变器效率曲线Fig. 11 Efficiency of the transformerless full-bridge inverter i d/mAPo/W 40 160 120 80 0 0 200 1 000400 800 600 未采用直流分量抑制算法采用直流分量抑制算法图 12 逆变器输出直流分量曲线Fig. 12 Inverter output DC current component 4 结论本文通过分析单相无变压器隔离型全桥并网逆变器的单极性与双极性调制工作原理，得出在双极性 PWM 调制方式下， 逆变器的共模电压恒定不变，从而不产生共模电流，因此，此调制方式适用于无变压器隔离型全桥逆变器拓扑结构。结合并网逆变器控制策略的特点，提出的抑制直流分量注入电网的算法，既适用单极性调制方式又适用双极性调制方式。实验结果表明采用本文算法时，逆变器并网输出电流的直流分量小于 50 mA。参考文献[1] 吴理博，赵争鸣，刘建政，等．具有无功补偿功能的单级式三相光伏并网系统 [J]．电工技术学报， 2006， 211 28-32．Wu Libo ， Zhao Zhengming， Liu Jianzheng， et al． Implementation of a 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