无互联线并联逆变器的功率解耦控制策略

第 28 卷 第 21 期 中 国 电 机 工 程 学 报 Vol.28 No.21 Jul. 25, 2008 40 2008 年 7 月 25 日 Proceedings of the CSEE 2008 Chin.Soc.for Elec.Eng. 文章编号 0258-8013 2008 21-0040-06 中图分类号 TM 86 文献标识码 A 学科分类号 47040 无互联线并联逆变器的功率解耦控制策略阚加荣 1，谢少军 1，吴云亚 21．南京航空航天大学自动化学院，江苏省 南京市 210016 ；2．盐城工学院电工电子实验中心，江苏省 盐城市 224003Research on Decoupling Droop Characteristic for Parallel Inverters Without Control Interconnection KAN Jia-rong 1, XIE Shao-jun 1, WU Yun-ya 2 1. School of Automation, Nanjing University of Aeronautics and Astronautics, Nanjing 210016, Jiangsu Province, China; 2. Yancheng Institute of Technology, Yancheng 224003, Jiangsu Province, ChinaABSTRACT In the paralleled inverters without control interconnection, the traditional droop characteristic may result in misregulation at the instance of hot-parallel. Considering of the resistive component in the output impedance and line impedance, the reason of the active and reactive power sharing improperly is analyzed. The decouple droop control scheme is presented. In this control scheme, the misregulation can be eliminated but the improper power sharing problem can not be improved. The inverter modular with the larger voltage amplitude will export the larger active and reactive power.* The improved power decouple control scheme is proposed, which can improve the condition of the power sharing. The validity and advancement of the proposed control scheme have been verified by the experimental results. KEY WORDS inverter; parallel operation; power sharing; decoupling control; parameters unbalance摘要 传统下垂控制方法会引起无互联线逆变器并联系统的误调节。 该文在考虑逆变器输出阻抗和线路阻抗中阻性分量的基础上， 分析了因逆变器模块滤波电感和线路阻抗差异造成的无功分配不均的原因，提出了功率下垂解耦控制方法。该方法可以消除并联系统的误调节， 但并不能改善功率分配不均的现象。 分析得知， 逆变器模块较大的输出电压幅值将使该逆变器发出较大的有功功率和无功功率， 由此提出了改进型的功率解耦控制策略， 该方法可以使功率分配不均的现象得到改善。 原理试验样机验证了所提控制方法的正确性和先进型。关键词 逆变器；并联；功率均分；解耦控制；参数差异0 引言当前， 交流电源供电方式正由集中式向分布式发展，而分布式供电系统的技术核心之一是模块化电源的并联技术。 相对于单台大功率的逆变器而言，采用多台逆变器并联来扩大供电系统的容量有很多优点，最突出的优点就是它实现了稳定可靠的冗余供电。在众多的逆变器并联控制方案 [1-3] 中，采用电压幅值和频率下垂特性控制是一种有效的控制方案。但是在采用传统下垂特性控制的无互联线逆变器并联系统中，由于各逆变器的输出阻抗和线路阻抗之和不等而造成了各逆变器的无功功率不能均分 [4]。 为了均分各逆变单元输出的无功功率，文献 [5]提出了在各单台逆变器的电压基准中注入幅值很小的谐波，通过谐波发出的有功功率来调节逆变单元的基波幅值给定。由于电压基准引入了谐波，这种方法使得输出电压产生了畸变，而且由于要计算谐波的有功而使得数字芯片的工作量大大增加。文献 [6-7]在各逆变单元中加入了据逆变器输出的无功功率控制输出虚拟阻抗大小的环节，以补偿线路阻抗大小不一致造成的无功不均，但在引入调节输出阻抗环节的同时也影响了逆变器的性能，增加了系统的不稳定因素。 文献 [8]根据在实际调试过程中各逆变器输出功率的情况，调节各逆变器模块的下垂系数，使它们有一定的差值。虽然这种方法对单台逆变器自身性能没有影响， 而且可以得到很好的均分效果，但是自适应性较差，不能应用于规模化的生产。实际逆变器的输出阻抗和线路阻抗中阻性成分是不可忽略的一部分，由此逆变单元输出的有功和无功功率与相位和幅值都有关系。为此，文献 [9] 提出了下垂解耦控制改善了系统的动态特性。但如果线路阻抗不等，解耦控制在没有解决无功功率均分的情况第 21 期 阚加荣等 无互联线并联逆变器的功率解耦控制策略 41 下，又使得有功功率不能均分，所以逆变单元之间功率分配不均并没有得到改善。近来，有研究人员采用了复合方法控制逆变器并联，在保留无互联线下垂控制特性的基础上加入了通讯线 [10-11]，虽然这种方法取得了较好的均流效果，但是通讯线易引入噪声和高频干扰。为了在并联系统有较好动态特性的基础上尽可能均分逆变单元之间的功率分配，本文提出了一种新型的下垂解耦控制，可以明显地减小功率分配不均的情况。1 功率分配分析1.1 并联等效示意图两台 SPWM 逆变器并联的等效示意图如图 1所示。 图中 L1、 C1为逆变器 1的滤波电感和电容； L2、C2为逆变器 2的滤波电感和电容； Za、 Zb分别为单台逆变器到交流母线的等效线路阻抗。 S1 1U ∠ 和S2 2U ∠ 为逆变器 1和逆变器 2的输出电压 ； 0U ∠ 为逆变器并联系统的输出电压； i1、 i 2和 io分别为逆变器 1、逆变器 2和并联系统的输出电流。全桥输出 全桥输出逆变器 1 逆变器 2L1 L2Za ZbO0∠Ui1 i2ioZLC1 C2s1 1∠U s2 2∠U 图 1 逆变器并联等效电路图Fig. 1 Equivalent model of two parallel inverters 利用瞬时功率理论 [12] ，在 Za、 Zb为纯感性的情况下，各逆变单元输出的功率如式 1 所示，令j ja bZ Z L ω X 。2 2sin, 1,2cossi sii i isi siiU U U UPX X iU U U U U UQX X ≈- - ≈1 据文献 [13] ，采用下垂特性控制方案的并联逆变电源输出的有功功率主要取决于电压相位 ，相位超前者输出有功功率较大；并联逆变电源输出的无功功率主要取决于输出电压的幅值 U si， 幅值高者输出的无功功率较大。所以传统的下垂特性控制的并联系统为oo, 1,2i p ii q if f k PiU U k Q - -2 式中 fi、 Ui分别为单台逆变器的给定电压频率和幅值； fo、 U o分别为逆变器单元空载时电压环频率和幅值的给定； Kp、 Ka分别为频率和幅值的下垂系数。在逆变器的控制参数确定的情况下，其输出阻抗主要由滤波电感决定。一般情况下，文献中常都认为是逆变单元的输出阻抗和线路阻抗的和之间存在差异造成了功率不能均分。实际上，逆变单元的滤波电感差异造成的功率不能均分和线路阻抗的差异造成的功率不均分的原因是不同的，下面具体分析。1.2 滤波电感差异产生的功率不平衡分析1.2.1 单台逆变器的外特性分析采用双闭环数字控制的单台逆变器 [14] 的控制框图如图 2 所示。图中 fsc为逆变器数字采样的频率； r L为滤波电感的绕线电阻；图中虚线框内为逆变器的功率电路模型；比例环节 K表示等效的逆变桥；经过直流输入电压解耦后，使逆变桥变为恒定的比例环节 ；使得K K K 。控制器的输出零阶保持器 T 1 /iT SH s e s- - i 为采样控制周期 ； Fs为等效的采样和计算延时环节； ku和 Dz分别为内外环的补偿控制器 [14] 。单台逆变器的闭环增益为2 /u ui ik kL L m LmG jT L T L L Lω ≈ - 1/ 1 1 iumTLL Lk - （ ） 3 式中 为滤波电感的估计值； L为滤波电感的实际值； mTLim1，外特性曲线被下移。图 3 中标“ * ”的曲线给出了 1 kVA/220 V 逆变器在LLLpk 0.3、 1 mHL 、 μ s 时对应不同实际电感参数的外特性。由图可见，电感量偏差对外特性有较大的影响。如果增大电压环的比例系数，从式 3看出可以减小因电感估计值和实际值误差而造成的对外特性的影响。图 3 中标“ 30C ” 的曲线给出了在 pk 1、 1 mHL 、 μ s 时对应不同的实际电感参数的外特性。 增加 30C pk 只能减小而不能消除这种因滤波电感实际值和估计值之间偏差引起*zI c-*zU zD K sL1 sC1rL sI o sIl sI c-sFsFSscfKrK1- -- sUo逆变器dcUsHdcdcUUSfscSfscPI图 2 单台全数字逆变器控制框图Fig. 2 Digital control diagram of a single inverter42 中 国 电 机 工 程 学 报 第 28 卷0 500 1 000 1 500109.50 109.75 110.00 Uo/Vkp0.3 L1.1 mH L1.0 mH L0.9 mH kp1 L1.1 mHL1.0 mHL0.9 mHPo/W 110.25 图 3 单台全数字逆变器外特性Fig. 3 Output characteristic of a single inverter 的外特性的偏移。逆变器的其它元器件参数对外特性的影响很小，几乎可以忽略 [15]。1.2.2 滤波电感差异产生的功率不平衡分析因为电压 /无功功率的下垂特性调节的是逆变器电压环的电压给定幅值，而与功率均分直接有关的是逆变器的输出电压。可令逆变器 1 和 2 的给定幅值分别为 U1和 U 2，对应的逆变器的输出幅值分别为 E 1和 E 2 。当 ，但其估计值1L L≠ 2 21 L L ，在同样的电压给定下两台逆变器的外特性曲线就有一个平移偏差值，如图 3 中所示。在逆变单元其它控制参数一致的情况下，从空载到满载范围内，两条外特性曲线平行成比例，所以，逆变单元的幅值给定 U 和输出电压幅值 E 之间的关系为, 1,2i i siU kU i 4 则电压幅值和无功的下垂特性为o1/ / , 1,2i i q i iU k U k k Q i - 5 当逆变单元其它控制参数一致，且 a bZ Z j jL Xω 时，由式 1 和 5可得到无功功率的传递框图，如图 4。/V X/q ik ko / iU k--ViQ图 4 无功功率传递框图Fig. 4 Diagram of the reactive power according to droop characteristic 据框图 4，无功功率的表达式为2o / , 1,2i i i qQ U U k U k X k U i - 6 如果 L1k2。由上式可以明显看出Q1 和 U s1Us2时， 据式 10， 有可能 Q1 Us1U s2时，可以得到 P1JP2JQ1JQ2J；②在逆变器各元件参数一致的情况下，逆变单元之间的功率能实现均分，所以式 13是一种功率解耦控制。2.2 解耦控制存在的问题解耦控制虽然加快了并联系统的动态响应，避免了下垂调节过程中正反馈带来系统的振荡，提高了系统的稳定性。但由解耦的下垂控制公式中可以看出，并联系统稳定时，必定满足 P1JP2J，但由第1 节的分析可知，在 Za≠ Zb的情况下， Q1 J≠ Q2J。而, 1,2iJ iiJ iP PX r iQ r X Q- 15 由矩阵 X rr X - 非奇异，则 P1≠ P2、 Q1≠ Q2，原本可以均分的有功功率也变得不能均分，均流效果反而变差。2.3 新型的解耦控制在功率解耦的下垂公式中，逆变单元在稳定运行状态下，其输出电压的频率相等，则 P1JP2 J，但是 Q1J≠ Q2J。而从逆变单元的输出功率公式中可以看出，逆变单元的输出电压幅值越高，有功功率和无功功率都越大，所以可以利用单台逆变器输出的有功功率和无功功率对幅值的下垂系数作一负反馈，使输出有功和无功较小的逆变单元幅值加大以尽可能缩小功率均分偏差。新型的解耦的下垂控制策略为44 中 国 电 机 工 程 学 报 第 28 卷00 , 1,2[ 1 1 ]i p i ii q i i i if f k XP rQiU U k r P P X Q Qα α - - - 16 式中 α 是反馈调节下垂系数的比例系数。若要最大可能的减小逆变器之间的无功差，进一步可将解耦的下垂控制为00 , 1,2[ 1 1 ]i p i ii q i i i if f k XP rQiU U k r P P X Q Qβ βα α - - - 17 利用功率的 β 次方来扩大逆变器之间的幅值差， 使逆变单元输出的功率满足 Q1J≈ Q2J， 而 P1 JP2J，则可以使 P1≈ P2， Q1≈ Q2，从而达到均流的目的。 β必须取奇数，以防止逆变单元输出负功率时调节错误。本文取 β 3。这种方法不管对滤波电感引起的无功不均分还是线路阻抗差异引起的无功分配不均都有效。 α 的大小要依据实际的功率情况制定合适的值， 在逆变单元输出最大有功功率和无功功率时，保 证 并 联 系 统 的 输 出 电 压 幅 值 不 小 于 负载的最低要求。通常 α 值取得很小， 1 iPβα 和1 iQ βα 不会偏离 1 太多，所以式 17仍然可以看成是一种功率解耦控制。本文最终采用的下垂控制公式为式 17。3 实验验证根据本文提出的下垂控制策略，制作了 2 台逆变器的无互联线并联系统，逆变电源的主要参数如下容量为 1 kVA；开关频率为 20 kHz；空载输出电压频率为 50.025 Hz；空载输出电压为 110 V。逆变器的等效输出阻抗和线路阻抗之和的估计值为0.2j0.7 Ω 。图 7 为采用非解耦下垂特性控制并联系统相关的实验波形。 图 7a为 2 台逆变器负载为 10j10 Ω时并联稳态时的输出电流波形。从电流波形可以看出，逆变器 1 输出的电流相位超前逆变器 2 的输出电流，所以逆变器 2 输出的无功功率要大于逆变器1 输出的无功功率。由于逆变器输出的有功功率计算一直在数字芯片内部，外部没有模拟量反映有功功率和无功功率的大小 ，所以采用 MX7847DAC 芯片将 DSP内部的数字量转换成模拟量。由于 MX7847 的输出电压值范围是 - 100 V ，所以有功功率的值显示为负值，模拟量的绝对值越大，逆变电源输出的有功功率越大。图 7b、 c为 2 台逆变器空载并联稳态时突加10j10 Ω 负载时的有功功率和无功功率波形。 可以看出，并联系统的有功功率得到了很好的均分，无功功率均分效果很差，逆变器 2 输出的无功功率明显大于逆变器 1 输出的无功功率。图 7d为逆变器 1 带 10j10 Ω 负载时， 逆变器2 通过锁相环向交流母线锁相，锁相完成后 2 台逆变器并机过程有功功率的波形，可以看出，逆变单元在均分负载有功功率时出现了一定的振荡，但是还是能实现有功功率的均分。图 8 为采用一般解耦方法控制的并联系统相关的波形图。图 8a中，由于解耦控制的引入，逆变单元输出的有功变得不能均分；但从图 8b中看出逆变器在热并机过程中的动态响应比传统下垂特性控制的热并机的过程要快，未出现明显的振荡。采用解耦控制时， 无功功率的分配情况与图 7c相似。实验结果与理论分析一致。图 9 为采用新型解耦方法控制的并联系统相关的波形图。由于利用有功和无功校正了逆变单元的下垂系数， 使得逆变单元输出的无功功率变得基本相等，只是在加载的过程中两台逆变单元的无功有一点差异，如图 9a所示；图 9b所示为有功功率图，在稳态时两条直线完全重合，说明有功功率得到了很好的均分；图 9c所示为采用了新型解耦控制以后t5 ms/格 i5A/格i o2io1P1P2P1- P2P150W/格t10 ms/格 a 并联稳态时的输出电流 b 突加负载时的有功Q150var/格P1P2Q1- Q2Q1Q2 P150W/格t10 ms/格 t10 ms/格 c 突加负载时的无功 d 热并机时的有功功率图 7 采用传统下垂特性并联时的波形Fig. 7 Waveforms with the control of conventional droop characteristicP1P2P1P2P150W/格P1P2t10 ms/格 t10 ms/格 P150W/格a 突加负载时有功 b 热并机时有功图 8 采用一般解耦下垂特性并联时的波形Fig. 8 Waveforms with the control of decoupling droop characteristic 第 21 期 阚加荣等 无互联线并联逆变器的功率解耦控制策略 45 Q1- Q 2Q1Q1P2P1Q300var/格t10 ms/格 P150W/格t10 ms/格 a 突加负载时无功 b 突加负载时有功t5 ms/格 i2.5A/格io2i o1c 稳态时输出电流的波形图 9 采用改进型解耦下垂特性并联时的波形Fig. 9 Waveforms with the control of improved decoupling droop characteristic逆变单元在稳态时的输出电流波形，可以看出，两电流基本重合，说明有功和无功基本都能均分。4 结论本文分析了数字控制无互联线并联逆变器当各台逆变器存在参数及特性偏差和并联线路阻抗不一致的情况下功率的不均分问题，并提出了有效的解决方法（ 1） 无互联线并联逆变器采用传统下垂特性控制时能实现有功的均分。（ 2） 无互联线并联控制逆变器采用传统下垂特性控制时不能实现无功的均分。（ 3） 采用功率解耦下垂特性控制可以改善并联系统的动态特性，但是不起到改善功率分配的作用。（ 4） 在功率解耦的下垂控制中引入了下垂系数调整环节，既保证了系统并联时的动态特性，又可有效地解决功率均分的问题，实现了较好的动态和稳态均流。参考文献[1] Chen J F ， Chu C L ． Combination voltage controlled and Current controlled PWM inverter for UPS parallel operation[J] ． IEEE Trans． on Power Electronics， 1995， 105 547-558．[2] Kawabata T ， Higashino S ． Parallel operation of voltage source inverters[J]． IEEE Trans． on Industry Applications ， 1988， 24 2281-287．[3] Wu T F， Huang Y H， Chen Y K， et al． A 3C strategy for multi-module inverters in parallel operation to achieve an equal current distribution [C] ． IEEE PESC， Japan， 1998．[4] Tuladhar A， Jin H， Unger T， et al． Parallel operation of single phase inverter modules with no control interconnections[C] ． IEEE APEC ，American， 1997．[5] Tuladhar A， Jin H ， Unger T， et al． Control of parallel inverters in distributed AC power systems with consideration of line impedance effect[J]． IEEE Trans． on Industry Applications ， 2000， 361 131-138．[6] Guerrero J M， de Vicuna L G， Matas J， et al． Output impedance design of parallel-connected UPS inverters with wireless load-sharing control[J] ． IEEE Trans ． on Industrial Electronics ， 2005， 5241126-1135．[7] Guerrero J M， de Vicuna L G， Matas J， et al． A wireless load sharing controller to improve dynamic performance of parallel-connected UPS inverters[C] ． IEEE PESC， German， 2003．[8] Kan jiarong ， Xie shaojun． Research on the power sharing of the parallel inverters without control interconnection basing on droop characteristic [C] ． IEEE， IPEMC ， China， 2006．[9] 林新春，段善旭，康勇，等． UPS无互联线并联中基于解耦控制的下垂特性控制方案 [J]．中国电机工程学报， 2004， 242 117-122．Lin Xinchun ， Duan Shanx ， Kang Yong， et al， The droop characteristic control scheme basing on decoupling control in the parallel operation of UPS with no control interconnection[J] ． Proceedings of the CSEE，2004， 242 117-122in Chinese．[10] 谢孟，蔡昆，胜晓松，等． 400Hz中频单相电压源逆变器的输出控制及其并联运行控制 [J]．中国电机工程学报， 2006， 266 78-82．Xie Meng， Cai Kun， Sheng Xiaosong， et al． Output control and parallel operation control of 400Hz single-phase voltage-source inverter [J]． Proceedings of the CSEE， 2006， 266 78-82in Chinese．[11] 张纯江，陈桂涛，祖峰，等．一种全数字化互动跟踪式单相逆变电源并联均流控制策略 [J]． 中国电机工程学报， 2006， 2610， 63-66．Zhang Chunjiang ， Chen Guitao ， Zu Feng ， et al ． An interactive following current-sharing control strategy for single phase paralleled inverters in full digital[J] ． Proceedings of the CSEE， 2006， 2610，63-66in Chinese．[12] 王茂海，刘会金．通用瞬时功率定义及广义谐波理论 [J]．中国电机工程学报， 2001， 219 68-73．Wang Maohai ， Liu Huijin ． A universal definition of instantaneous power and broad-harmonic theory[J]． Proceedings of the CSEE， 2001，219 68-73in Chinese．[13] 姜桂宾，裴云庆，杨旭，等． SPWM 逆变电源的无互联信号线并联控制技术研究 [J]．中国电机工程学报， 2003， 2312 94-98．Jiang Guibin ， Pei Yunqing ， Yang X ， et al ． Parallel operation of sinusoid wave inverters without interconnection[J] ． Proceedings of the CSEE， 2003， 2312 94-98in Chinese．[14] 许爱国，谢少军．电容电流反馈瞬时值控制逆变器数字控制技术研究 [J]．中国电机工程学报， 2005， 251 49-53．Xu Aiguo ， Xie Shaojun． Study on digital control technique for inverters with instantaneous capcitor-current feedback[J] ． Proceedings of the CSEE， 2005， 251 49-53in Chinese．[15] 许爱国，谢少军．数字双闭环瞬时值控制逆变器外特性研究 [J]．南京航空航天大学学报， 2006， 384 513-518．Xu Aiguo ， Xie Shaojun ． External characteristics of digital control inverter with instantaneous dual-loop feedback[J] ． Journal of Nanjing University of Aeronautics Astronautics ， 2006， 384 513-518in Chinese．收稿日期 2007-04-03。作者简介阚加荣 1979 ，男，江苏盐城人，硕士研究生，研究方向为逆变器并联控制技术， kanjr163.com；谢少军 1968 ，男，湖北天门人，教授，博士生导师，从事功率电子变换技术等研究；吴云亚 1979 ，女，江苏盐城人，讲师，研究方向为机电一体化。阚加荣编辑 王彦骏