采用滑模变结构控制MPPT的三相光伏并网发电系统

采用滑模变结构控制 MPPT 的三相光伏并网发电系统张云贵 1， 2， 薛向荣 2， 佟为民 1， 于立业 2， 薛杰荣 2（ 1. 哈尔滨工业大学 电气工程及自动化学院 ， 黑龙江 哈尔滨 150001；2. 冶金自动化研究设计院 混合流程工业自动化系统及装备技术国家重点实验室 ， 北京 100071）摘要 光伏并网发电系统的传统外环控制通过最大功率点跟踪 （ MPPT） 算法给出直流母排参考电压 ， 利用 PI调节器调节输出并网有功参考电流 。 鉴于滑模变结构控制的快速响应和强鲁棒性 ， 提出了一种基于滑模变结构控制的直接电流 MPPT 算法 。 在建立系统稳态模型的基础上 ， 由 MPPT 控制算法直接给定并网有功参考电流 。 电流内环为 LCL 滤波三相电压型逆变器的并网电流 、 电容电流双环控制系统 ， 在同步旋转坐标系下 ，分别对 d、 q 轴电流进行解耦控制 。 仿真结果表明 ， 所提出的滑模变结构控制策略正确有效 ， 性能优良 ， 光伏并网发电系统的输出能够快速稳定地跟踪阵列最大功率点 ， 并实现单位功率因数运行 ， 同时并网电流质量满足 IEEE 929 2000 标准要求 。关键词 光伏电池 ； 最大功率点跟踪 ； 滑模控制 ； 变结构控制 ； 并网发电系统 ； 控制系统 ； 同步旋转坐标中图分类号 TM 615 文献标识码 A 文章编号 1006 － 6047（ 2011） 10－ 0089－ 06电 力 自 动 化 设 备Electric PowerAutomation EquipmentVol ．31 No． 10Oct.2011第 31 卷第 10 期2011 年 10 月0 引言在一定的光照强度和环境温度下 ， 光伏阵列的输出功率随着输出电压的变化而变化 ， 只有在某一输出电压值时 ， 输出功率才能达到最大值 。 提高光伏发电系统的整体效率 ， 一个重要途径就是调整光伏阵列的工作点 ， 使之始终工作在最大功率点附近 ，即 实 现 最 大 功 率 点 跟 踪 MPPT （ Maximum PowerPoint Tracking ） ［ 1］ 。 在天气条件多变的情况下 ， 光伏系统的最大 功 率 点 实 时 跟 踪 成 为 了 国 内 外 学者研究的热点之一 。目前最常用的 MPPT 方法有恒定电压法 、 扰动观测法 、 增量导纳法 3 种 ［ 2］ 。 恒定电压法 ［ 3］ 使光伏阵列工作在设定的最大功率点电压 ， 因光照强度及环境温度的变化致使最大功率点电压发生偏移 ， 从而会造成一定的功率损失 。 扰动观测法 ［ 4］ 通过周期性地增加或减少光伏阵列输出电压 ， 寻找光伏阵列最大功率点 。 当参考电压增加或减少时 ， 若光伏阵列输出功率增加 ， 则继续沿原方向变化 ， 反之则改变扰动方向 。 该方法实现较为方便 ， 缺点是扰动运行会造成一些功率损失 ， 且功率变化的非单调性会引起误判 。 增量导纳法 ［ 5］ 是通过使光伏阵列输出功率对输出电压导数为零来调节光伏阵列的参考电压 。 该方 法 的 判 断 依 据 是 光 伏 阵 列 自 身 的 物 理 特 性 ， 控制 稳定度高 ， 缺点是控制算法相对复杂 ， 对控制系统要求较高 。传统光伏并网发电系统电压外环控制的基本思想是 MPPT 算法给出光伏阵列最大功率点参考电压 ， 和实际输出电压比较后 ， 利用 PI 调节器输出内环有功参考电流 ［ 6］ 。 该方法能较稳定地跟踪阵列最大功率点 ， 但 MPPT 算法的扰动 、 PI 调节器的响应延迟都会对系统运行质量和效率产生不良影响 。 滑模变结构控制 SMVSC（ Sliding Mode Variable StructureControl） 具有较快的响应速度 ， 能够克服系统的不确定 性 ， 对 干 扰 和 未 建 模 动 态 具 有 很 强 的 鲁 棒 性 ［ 7］ 。基于以上分析 ， 本文提出了一种基于 SMVSC 的直接电流 MPPT 算法 ， 在建立光伏并网发电系统稳态模型的基础上 ， 由 MPPT 控制算法直接给定内环有功参考电流值 。本文所实现的三相光伏并网发电系统基于 LCL滤 波 的 电 流 控 制 电 压 源 型 逆 变 器 。 LCL 滤 波 器 本身存在谐振问题 。 为提高系统的稳定性 ， 文献 ［ 8］ 采用了增加滤波器无源阻尼的方式 ， 但这种方法会带来功率损耗 ， 不适合应用在大功率系统中 。 文献 ［ 9］采用了基于虚拟电阻思想的有源阻尼策略 ， 概念清晰 ， 使用比较简单 。 文献 ［ 10］ 采用了并网电流和电容电流双环控制方案 ， 这 2 种方法是等效的 。 文献［ 11-12］ 采用了基于 PR 调节器的瞬时功率控制方式 ，但为了有功 、 无功电流表示和计算的方便 ， 本文在与电网电压同步的旋转坐标系下 ， 利用 2 个 PI 调节器和 2 个 P 调节器对并网 d、 q 轴电流分别进行解耦控制 。 为提高电流控制环的动态响应速度和消除稳态误差 ， 并使并网电流总谐波畸变 THD（ Total HarmonicDistortion） 满足 IEEE 929 2000 标准要求 ［ 13］ ， 在 对内外环系统参数进行计算和分析的基础上 ， 提出了电流内环和电压外环控制器 参 数 的 设 计 方 法 。 最后 在 Matlab ／ Simulink 中搭建的 130 kW 光伏并网发电系统中进行实验 ， 验证本文方法的正确性和有效性 。收稿日期 2011－ 02－ 24； 修回日期 2011 － 09 － 08第 31 卷电 力 自 动 化 设 备图 1 光伏并网发电系统电路拓扑和控制结构图Fig.1 Power circuit and control scheme ofgrid-connected PV inverter光伏阵列IpvC1Idc逆变桥Udc-i 1uAL1 R1i Ci2 L 2 R2 ug 电网uBuC C2Park PLLugParkθ θi 2SMVSCMPPTIpv Udcugd6SVPWMu*di2q i2dω Lθω L-PPugd-i Cd i Cqi*Cq-PIPIi*2q 0 --i *2di 2q i2du*qi *CdiC1 三相光伏并网发电系统的数学模型本文所研究的是基于 LCL 滤波的单 级 式 光 伏并网发电系统 ， 电路拓扑和控制结构如图 1 所 示 。该系统主电路主要包括光伏阵列 、 三相逆变桥 、 LCL滤波电路和电网 。 直流母排所串连的二极管防止电流倒灌损坏光伏阵列 。 需要测量的量有光伏阵列输出电压 Udc， 阵列输出电流 I pv， 滤波电容电流 i CA、 iCB、iCC， 并网电流 i2A、 i 2B、 i2C 和电网电压 ugA、 ugB、 ugC。 支撑电容 C1 的作用是直流侧滤波 ， R1 代表逆变器侧滤波电感 L1 的内阻 ， R2 代表网侧滤波电感 L2 的内阻 。 由于滤波电容 C2 的作用主要是衰减高次电流谐波 ， 低频时 LCL 滤波器可以等效为 L 滤波器 ［ 14］ ， 所以本文基于 L 滤波器对系统进行功率分析 ， 等效电感为 L L 1 L2， 等效电感内阻为 R R1 R2。系统采用同步旋转坐标系下基于空间矢量脉宽调制 SVPWM（ Space Vector Pulse Width Modulation）的电流双环控制方案 ， 并网电流外环采用 PI 调节器 ，电容电流内环采用 P 调节器 。 利用软件锁相环 PLL（ Phase-Locked Loop） ［ 15］ 算法由所测得的电网电压求得电网矢量电压旋转角度 θ ， θ 即为同步旋转 dq 坐标 系 中 q 轴 相 对 于 静 止 三 相 abc 坐 标 系 a 轴 的 相角 ， 也是电网 A 相电压相对于静止两相 αβ 坐标系 α轴的相角 。 坐标系之间的关系如图 2 所示 。静止三相坐标系下 ， 三相平衡系统状态方程为ddti Ai Bi C 1LuAuBuC- RLi Ai Bi C- 1LugAugBugC（ 1）其 中 ，［ i A iB i C］ T 为 等 效 L 滤 波 器 中 流 过 的 电 流 ，［ uA uB uC］ T 为逆变桥输出电压 。 将式 （ 1） 通过 Park变换矩阵式 （ 2）“ 等量 ” 变换为同步旋转坐标系下的状态方程式 （ 3） ［ 16］ 。 这样所有的交流量都变换为直流量 ， 方便调节器进行闭环控制 。T abc dq 23 sinθ sin（ θ - 2π ／ 3） sin（ θ 2π ／ 3）cosθ cos（ θ - 2π ／ 3） cos（ θ 2π ／ 3L L） （ 2）uduqLL L ddt i diqLL R - ω Lω LL LR idiqLL ugdugqL L（ 3）其中 ， θ ω t， ω 为电网电压旋转角速度 。在同步旋转坐标系下 ， 三相光伏并网发电系统输送到电网的有功功率与无功功率为 ［ 17］P 3 （ ugdid ugq iq） ／ 2Q 3 （ ugdiq ugq id） ／／ 2 （ 4）假设三相电网电压是不含任何谐波的理想正弦量 ， 在静止三相坐标系下可表示为ugA U sin θugB U sin（ θ - 2π ／ 3）ugC U sin（ θ 2π ／ 3／／／／／／／／／／／ ）（ 5）其 中 ， U 为 每 相 电 网 电 压 的 峰 值 。 应 用 式 （ 2） 将 式（ 5） 进行 Park 变换 ， 得 ugd Uugq ／ 0 （ 6）实际电网电压含有谐波成分 ， 因此 ugd、 ugq 会含有一定频率和幅值的纹波 ， 但是在稳定状态下 ， ugq 的值仍然为零 。 这样式 （ 4） 可改写为P 32 ugdi dQ 32 ugdi q／／／／／／／／／／／／／（ 7）根据式 （ 7） 可知 ， 光伏并网发电系统输送到电网的有功功率依据 d 轴电流进行调节 ， 输送到电网的无功功率依据 q 轴电流进行调节 。 因此在同步旋转坐标系下通过对 dq 轴电流分别控制就可实现并网发电系统输送到电网的有功和无功的解耦控制 ， 如图 1 所示 。 通过控制 d 轴电流调节光伏阵列输出电压实现光伏阵列 MPPT， 提高并网系统的转换效率 ；同时控制 q 轴电流为 0， 可使光伏阵列通过电压源型逆变器输出的并网电流与市电电压相位完全相同 ，功率因数为 1。 调节器输出的 dq 轴参考电压 u*d、 u*q经 式 （ 8） 坐 标 变 换 可 得 αβ 轴 上 的 参 考 电 压 ， 通 过SVPWM 算法控制逆变器的运行 。Tdq αβ cosθ - sin θsinθ cosL Lθ （ 8）Oβ aqbcαdθ图 2 abc、 αβ 和 dq 坐标系间关系图Fig.2 Relationship among abc, αβand dq coordinates图 6 双环控制系统波特图Fig.6 Bode diagram of dual loop control systemf ／ Hz- 150- 100- 500幅值／dB频率 570 Hz幅值 - 3 dB增益裕量 17.4 dB频率 1 460 Hz100 101 102 103 104 1052 电流双环系统调节器参数的设计本文所述的光伏并网电流双环系统控制框图如图 3 所示 。 图中 ， KP、 KI 分别为 PI 调节器比例 、 积分参数 ， KC 为 P调节器比例参数 ， KPWM为逆变桥放大倍数 。由图 3 可以得出系统的闭环传递函数为G i 2i *2 A 0sA 1B0s4B 1 s3 B 2 s2B 3sB 4（ 9）A0 KP K CK PWM， A1 B4 K I K CKPWM， B0 L1 L2 C2B1 R1 L2C2 R2 L1C2 L 2C2 KC K PWMB2 L 1 L 2 R1R2C2 R2C2KC KPWMB3 R1 R2 K P KC KPWM， K PWM1从 式 （ 9） 可 以 看 出 ， 双 环 系 统 是 典 型 的 四 阶 系统 ， 可将系统的主导极点配置为二阶系统 ， 使 一 对零极点对消 ， 剩下一对主导共轭极点和一个负实数极点 。 期望的系统闭环特征方程为D （ s2 2 ξω n sω 2n）（ sm ξω n）（ sA 1 ／ A 0） （ 10）其中 ， ξ 、 ω n 分别为系统主导极点所对应的阻尼比和自然振荡角频率 。比较闭环传递函数式 （ 9） 的特征方程和式 （ 10），可得 B1B0 （ 2 m） ξω nA 1A 0B2B0 （ 2 m） ξω n A1A0 （ 2mξ 2 1 ） ω n2B3B0 （ 2 mξ 21 ） ω n2 A1A0 mξω n3B4B0 mξω n3 A1A0“（ 11）本文光伏并网发电系统所用参数如下 光伏阵列额定功率 130 kW ， 直流母排额定电压 600 V， 网侧线电压有效值 288 V， 电网电压频率 50 Hz， 开关频率 4 kHz， 直流母排支撑电容 1 500 μ F。 为了使系统获得良好的动静态性能 ， 设 ξ 0.707， m 5， 4 个变量分 别 为 K P、 K I、 K C 和 ω n， 解 方 程 组 式 （ 11） 可 得 KP 0.139， K I 1.5754， KC 4.455 8， ω n 3 753.6915 rad ／ s。利用所得结果 ， 分别画出系统闭环零极点图 、 阶跃响应曲线和波特图如图 4、 图 5、 图 6 所示 。由图 4 可以看出 ， 所设计系统的全部极点均在虚轴的左侧 ， 稳定性良好 ； 具有一对共轭复极点 ， 其阻尼比为 0.707， 有比较理想的动态特性 ； 还有一对互相对消的零极点和一个与虚轴距离为共轭极点 5 倍的负实数极点 ， 可以忽略其影响 。 该系统可以按二阶系统来分析其暂态品质 ［ 18］ 。 图 5 所示的阶跃曲线具有较快的响应速度和较小的超调量 。 图 6 显示系统具有足够的带宽和稳定裕量 。以上是基于理论分析的结果 ， 在实际系统中 ， KP、KI 、 K C 3 个参数的确定还要根据其对系统稳定性 、 动态性能 、 谐振峰的抑制效果以及谐波阻抗的变化等影响进行实验调节 。 本文中所用的电流双环系统控制器参数 ， 经反复调节 ， 最终确定为 K P 0.139， K I 10， KC 2.5。3 基于 SMVSC的 MPPT算法设计光伏阵列输出功率随着光照强度 、 环境温度的不同而变化 ， 从清晨到傍晚其输出功率变化范围相当广 ， 但是在一定的光照强度和环境温度下 ， 其输出功率与电压曲线只有一个最大功率点 。 本文所用光伏阵列在电池温度 25℃ 、 光照强度 1 000 W ／ m2 的标准条件下 ， 输出 P- U 曲线如图 7 所示 。本文所提出的 MPPT 方法是基于 SMVSC 的直张云贵 ， 等 采用滑模变结构控制 MPPT的三相光伏并网发电系统第 10 期图 3 电流双环系统控制框图Fig.3 Dual current-loop control systemi *2- K PKIs -i *CKCK PWM -u 1L1s R1 -i1 i C 1C2suCug-1L2s R2i 2图 4 双环控制系统闭环零极点Fig.4 Pole-zero map of dual loop control systemRe- 14 000- 12 000-10 000- 8 000- 6 000- 4000- 2 000 0- 300003000Im极点 - 13 300极点 - 2 660 j 2 650阻尼比 0.707自然振荡角频率 3750 rad ／ s图 5 双环控制系统阶跃响应曲线Fig.5 Step response of dual loop control systemt ／ ms00.51.0峰值 1.04超调量 4.09 1 2 3 4 51.5幅值图 7 标准条件下光伏阵列 P- U 曲线Fig.7 P-U curve of PV array understandard conditionsUdc ／ V050100150200 400 600 800Ppv／kWUdc 600 VPpv （ 最大功率点 ） 130.2 kW第 31 卷电 力 自 动 化 设 备接电流控制算法 。 SMVSC 的思想是 反馈控制系统的结构在它的状态向量通过开关面时发生变化 。 这种控制方法使系统的状态向量进入开关面后就被约束在开关面的邻域内滑动 ， 此时系统的动态品质由开关面的参数决定 ， 而与系统的参数 、 扰动的影响无关 ［ 7］ 。 基于以上思想 ， 设计三相光伏并网发电系统的 SMVSCMPPT 算法 。3.1 电压外环状态方程的建立由于 SMVSC 算法对未建模动态具有鲁棒性 ， 所以只需建立外环系统在稳态下的状态方程 ［ 19］ 。 并网系统等效 L 滤波器模型在旋转坐标系下 ， 设 PWM 逆变器在直流工作点的占空比 d 轴分量为 Dd， q 轴分量为 Dq， 则有ud Dd Udc ／ 3姨uq DqUdc ／ 3姨idc Dd i d Dqi q姨姨姨姨姨姨姨姨姨姨姨（ 12）其中 ， i dc 为逆变桥直流侧输入电流 。稳态时 ， di d ／ dt di q ／ dt uq iq ugq 0， 联立式（ 12）， 代入式 （ 3）， 得 i dc 3姨 i d（ Ri d ug d）Udc（ 13）式 （ 13） 中 ， 由于等效电阻 R 的值相对很小 ， 故忽略 Ri d 项后 ， 代入系统直流侧状态方程 （ 14） 可得所求的稳态状态方程 （ 15）。dUdcdt 1C1 I pv-1C1 idc （ 14）dUdcdt 1C1 I pv-3姨 UgdC1Udc id （ 15）取 x Udc， f（ x） 1C1I pv， g（ x） - 3姨 UgdC1Udc， u i d，式 （ 15） 可写成标准形式 x觶 f（ x） g（ x） u （ 16）3.2 滑模切换面的定义根据最大功率点处 P- U 曲线斜率为 0 的特点 ，定义切换面为s（ x） dPpvdx dIpvdx x Ipv （ 17）其中 ， Ppv IpvUdc 为光伏阵列的输出功率 。3.3 等价控制的计算滑动动力学由下式决定 s觶 （ x） d sdx x觶 0 （ 18）将式 （ 16） 代入式 （ 18） 得 s觶 （ x） dsdx ［ f（ x） g（ x） ueq］ 0 （ 19）由 图 7 可 知 dsdx ＜ 0， 故 由 式 （ 19 ） 可 解 得 等 价控制 ueq - f（ x）g（ x） UdcI p v3姨 Ugd（ 20）3.4 切换面的可达性证明当系统状态不在切换面上或偏离切换面时 ， 需要在总体控制信号中加入另一个控制项 ， 驱动系统状态到达或返回切换面 。因此 ， 令u ueq- uhsign（ s） （ 21）若切换面可达 ， 则须满足条件为ss觶 ≤ - η s η ＞ 0 （ 22）以下证明所定义的切换面是可达的 。由式 （ 19） 和式 （ 21） 得 ss觶 s dsdx ［ f（ x） （ ueq- uhsign（ s）） g（ x）≤ ≤］ s - dsdx g（ x） uhsign（ s≤ ≤） - s dsdx g（ x） uh ss - dsdx g（ x） uh s （ 23）已知 dsdx ＜ 0， g（ x） ＜ 0， 且都为有界函数 ， 令uh kη k ≥ 1 ／ dsdx g（ x≥ ≥） （ 24）则 ss觶 - dsdx g（ x） uh s ≤ - η s 成立 ， 即只要 k 取一定的正值 ， 就能满足切换面的可达性 。3.5 自适应滑模函数设计在切换面附近邻域 ， 由于惯性与滞后的影响 ， 在滑动运动上通常有一个抖振的叠加分量 ； 另一方面 ，切换开关的非线性也将引起抖动 。 抖振不仅会损坏系统的可执行元件 ， 也会引起自激运动 ， 导致系统的不稳定 。本文采用文献 ［ 20］ 提出的一种自适应滑模函数式 （ 25） 来代替式 （ 21） 中的 sign（ s） 函数 。fsw ss δ δ ＞ 0 （ 25）引入 fsw 函数后的控制器含有 uh 和 δ 2 个参数 uh 主要影响系统的动态性能 ， 但随着 uh 增大 ， 系统的抖振也会增大 ； δ 有减小系统抖振的作用 ， 但随着δ 增大 ， 系统引入的误差也将增大 。综合式 （ 20）（ 21）（ 25）， 可得三相光伏并网发电系统的 MPPT 滑模变结构控制律为u UdcI pv3姨 Ugd- uh ss δ （ 26）4 仿真结果在 Simulink 环境下 ， 对本文所设计的光伏并网发电系统 ， 分别在标准条件 、 环境突变情况下进行仿真 ， 并将本文所设计的 MPPT 方法和常用的扰动观图 12 环境变化时 SMVSCMPPT曲线Fig.12 MPPT curve of SMVSC forvarying environmentt ／ s20140800 0.2 0.4 0.6 0.8 1.0Ppv／kWMPP张云贵 ， 等 采用滑模变结构控制 MPPT的三相光伏并网发电系统第 10 期图 11 环境变化时系统的并网电流Fig.11 System grid-side current forvarying environmentt ／ s- 4004000i2A ugAi 2A／A，ugA／V0.25 0.30 0.35 0.40 0.45 0.50t ／ s20140800 0.2 0.4 0.6 0.8 1.0Ppv／kWMPP图 13 环境变化时扰动观测法控制的 MPPT曲线Fig.13 MPPT curve of perturbation andobservation control for varying environment图 10 环境变化时光伏阵列 P- U 曲线Fig.10 P- U curves of PV array forvarying environmentUdc ／ V0200 400 600 800 1 000150100501200 1 400Ppv／kWac bde测法进行了跟踪效果的对比 。MPPT 外环计算周期为 1 ms， 直流母排初始电压 设 为 700 V 。 在 电 池 温 度 为 25℃ 、 光 照 强 度 为1 000 W ／ m2 的标准条件下 ， 系统并网电流和电网电压 如 图 8 所 示 ， 可见并网电流相位可以良好地跟踪电网电压 ， 功率因数为 1。 并网电流 i2A 在 0.8 s 开始 3 个周期内的谐波分析如图 9 所示 ， THD 为 0.65，满足 IEEE 929 2000 标准要求 。在 0.3 s 电池温度突升到 40℃ ， 在 0.4 s 电池温度和光照强度分别突降到 20 ℃ 和 500 W ／ m2 的情况下 ， 变化前后光伏阵列 P-U 曲线如图 10 所示 ， 系统并网电流和电网电压如图 11 所示 ， 光伏阵列输出功率变化曲线如图 12 所示 。图 10 中 ， 点 a、 c、 e 分别为前后 3 种外界条件下阵列的最大功率点 ， MPPT 的轨迹为 a b c de， 其中 a b 和 c d 分别表示 0.3 s 和 0.4 s 时刻的功率变化 。 由图 11 和 12 可知 ， 系统在 0.3 s 和 0.4 s时 刻 均 发 生 了 阵 列 输 出 功 率 的 突 降 ， 随 后 在 小 于0.05 s 的时间内上升到新的稳态 。 图 12 中的功率在0.3 s 下降的幅度比 0.4 s 小得多 ， 这是因为 ab 的距离比 cd 的距离要小 。 图 11 中 0.3 s 后电流变化的暂态过程几乎是平稳切换 ， 而 0.4 s 后则表现出明显的过渡过程 ， 这是因为 b c 过程中功率变化较小 ，而 d e 过程中功率变化相对很大 ， 故在电网电压一定的情况下 ， 这 2 个功率跟踪过程中系统并网电流的变化有所不同 。综上所述 ， 本文提出的 MPPT 算法可以在较短的时间内平稳地跟踪光伏阵列的最大功率点 ， 具有良好的动静态特性 ； 所设计的电流内环能够同步跟踪外环指令的变化 ， 并使功率因数为 1。其他条件不变 ， 将常用的扰动观测法作为本文所述系统的电压外环跟踪算法 ， 设扰动步长为 0.5 V，调 节 器 比 例 、 积 分 参 数 经 实 验 整 定 分 别 设 为 4 和533。 在和图 12 同样的环境条件变化下 ， 其光伏阵列输出的 MPPT 曲线如图 13 所示 。 由图可见 ， 扰动观测法控制的 MPPT 曲线变化较平稳 ， 但无论启动过程还是对环境变化的跟踪过程 ， 其动态变化速度明显小于 SMVSCMPPT 曲线 。 标准条件下 ， 基于该MPPT 方法的系统并网电流 i 2A 在 0.8 s 开始 3 个周期内的 THD 为 0.73 ， 大于 SMVSC的 0.65 。根 据 SMVSC MPPT 算 法 滑 模 面 的 选 取 以 及 自适应滑模函数的设计 ， 该方法在本质上相当于一种变步长的增量导纳法 ， 根据光伏阵列自身的物理特性图 9 标准条件下并网电流谐波分析Fig.9 FFT analysis for grid-sidecurrent under standard conditionsf ／ Hz0.250.200.150.100.050200 400 600 800 1 000幅值（占基波百分比）基波电流 （ 50 Hz） 365.3 ATHD 0.65 t ／ s- 4000400i 2A／A，ugA／V i2AugA0.80 0.81 0.82 0.83 0.84 0.85 0.86图 8 标准条件下并网电流和电网电压Fig.8 Grid-side current and gridvoltage under standard conditions第 31 卷电 力 自 动 化 设 备而不依赖外界条件来跟踪系统最大功率点 ， 同时具有非线性控制器的强鲁棒性 ， 所以本文所设计的 SMVSCMPPT方法跟踪速度较快 ， 稳态特性良好 。5 结论并网电流外环 、 电容电流内环双环控制的基于LCL 滤波的三相光伏并网发电系统 ， 应用经典控制理论设计方法 ， 可以配置为一个二阶系统 ， 有理想的动静态特性 ， 有效抑制系统高频谐波 。 该系统在同步旋转坐标系下 ， 通过 dq 轴电流解耦控制 ， 能够实现功 率 因 数 为 1 的 电 流 并 网 控 制 ， 并 使 并 网 电 流的 THD 满足 IEEE 929 2000 标准要求 。本文所提出的 SMVSC MPPT 算法 ， 能够有效避免传统 MPPT 方法多级调节 、 步长固定等缺陷对系统造成的不利影响 ， 直接给定并网参考电流 ， 提高了控制效率 。 实验表明 ， 该方法能够准确跟踪光伏阵列最大功率点运行 ， 动态响应迅速 ， 稳态特性良好 ， 对系统扰动具有较强的鲁棒性 。致谢感谢冶金自动化研究设计院金传付 、 石志学 、 王金锋为本文仿真模型搭建给予的悉心指导 ， 感谢中国科学院电工研究所李子欣对本文撰写提出的宝贵意见 。参考文献 ［ 1］ CARRASCO J M ， FRANQUELO L G， BIALASIEWICZ J T， et al.Power-electronic systems for the grid integration of renewable energysources a survey ［ J］ . 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